董高雅 ,陽小龍

(1.北京科技大學 計算機與通信工程學院,北京 100083;2.北京科技大學 順德創(chuàng)新學院,廣東 佛山 528399)

人工電磁超表面是一種人為設計的電磁諧振結構,以周期性或非周期性方式排列來實現(xiàn)特定的電磁波調控特性。國內外學者圍繞人工電磁超表面開展了廣泛研究[1-26]。

在電子對抗和無線通信系統(tǒng)中,在放大有用電磁信號的同時還需要抑制電磁干擾信號,即針對空間不同類型的電磁波進行非互易式調控。由洛倫茲定律可知: 傳統(tǒng)對稱式的人工電磁超表面為線性媒質[1-2],針對電磁波進行互易式調控。只有通過特定方式打破人工電磁超表面的時間反演對稱性或空間反演對稱性,才能實現(xiàn)電磁波的非互易式調控。目前利用磁光效應[3-8]、非線性[9-11]、時空調制[12-18]、加載晶體管[19-25]等方式設計非互易電磁超表面,從而實現(xiàn)電磁波的非互易式調控。但是上述方法都有各自的缺點。具體來說: 磁體具有體積笨重、成本高、重量大等缺點,基于磁光效應設計的非互易電磁超表面存在體積大、重量大、成本高等缺點;基于非線性方法構建的非互易電磁超表面對信號強度的依賴性極強;基于時空調制方法構建的非互易超表面復雜度非常高;基于功率放大器構建的非互易電磁超表面經(jīng)濟成本較高,但具有體積集成、重量輕、復雜度較低等優(yōu)點。

2017 年,加拿大肯高迪亞大學的Sajjad Taravati團隊基于“貼片-電路-貼片”的三明治結構提出透射型非互易超表面[23]。在5.8～6.0 GHz 頻段內,該非互易超表面在單一方向引入傳輸增益(17 dB),在相反方向引入傳輸損耗(-10 dB),其對應的非互易系數(shù)為27 dB。隨后,東南大學程強教授團隊利用功率放大器構建反射型非互易超表面[24]。即在一個超構單元中放置兩個貼片結構,并在兩個貼片結構之間加載晶體管,提出反射增強型超表面。在3.85～4.3 GHz 頻段內,該超表面針對特定入射方向的電磁波實現(xiàn)5.8 dB 的反射增益。此外,學者圍繞不同極化類型電磁波的非互易式調控開展深入研究。2021 年,華南理工大學車文荃教授團隊提出雙極化非互易空間放大有源超表面[25]。該超構單元中的貼片結構由兩個正交的T 型微帶結構進行耦合饋電,并將兩個晶體管放置在一對正交微帶線上,從而針對雙極化電磁波進行空間放大。在4.88～5.19 GHz 頻段內,該超表面針對橫電波和橫磁波的空間放大系數(shù)均大于0 dB,且最大的放大系數(shù)為10.4 dB,對應的反向傳輸系數(shù)為-20 dB。然而,上述非互易超表面的工作帶寬均小于0.5 GHz。為了進一步展寬非互易超表面的工作帶寬,東南大學的崔鐵軍教授團隊利用正交沙漏型槽結構對貼片進行耦合饋電[26]。在5.0～6.0 GHz 頻段范圍內,該放大型可重構智能超表面實現(xiàn)的增益為7.7～12.2 dB,實現(xiàn)的傳輸損耗為2.5 dB。綜上,目前非互易超表面所實現(xiàn)的最寬工作帶寬為1.0 GHz,且沒有研究如何在超寬帶非互易超表面中引入阻帶,從而避免與窄帶通信系統(tǒng)產(chǎn)生干擾。

超寬帶無線通信系統(tǒng)及電子對抗對非互易超表面的工作頻帶提出了新的需求: (1) 超寬的工作頻段;(2) 在超寬工作頻段內引入阻帶,以避免與現(xiàn)有的ISM、NBIOT(Narrow Band Internet of Things,窄帶物聯(lián)網(wǎng)) 等窄帶通信系統(tǒng)形成干擾。此外,在無線通信系統(tǒng)及電子對抗的實際應用中,既存在以單極化為主的通信場景,又存在以雙極化為主的通信場景。針對上述實際應用場景中的具體需求,本文基于“貼片-功率放大器-貼片”三明治結構提出了一系列非互易超表面。首先,闡述非互易超表面的電磁波調控模型;其次,基于貼片結構和功率放大器提出適用于單極化通信場景的寬帶非互易超表面,該超表面具有工作頻段寬、非互易性強等優(yōu)點;之后,利用耦合結構和短路枝節(jié)在上述寬帶超表面中引入阻帶,從而實現(xiàn)兩個工作頻段,并有效避免該非互易超表面與窄帶通信系統(tǒng)(ISM)的干擾;最后,調整功率放大器的位置及數(shù)量,提出適用于雙極化通信場景的寬帶非互易超表面,并再次采用耦合結構和短路枝節(jié)在上述寬帶超表面中引入阻帶。綜上,本文提出的非互易超表面具有工作頻段寬、避免與窄帶通信系統(tǒng)干擾、應用場景可擴展等優(yōu)點。因此,該非互易超表面在超寬帶無線通信及電子對抗領域具有巨大的應用潛力。

1 非互易超表面的電磁波調控模型

圖1 非互易超表面的電磁波調控特性Fig.1 The electromagnetic wave modulation characteristics of nonreciprocal metasurface

當電磁波沿+z軸傳輸,非互易超表面所對應的傳輸矩陣:

當電磁波沿-z軸傳輸,非互易超表面所對應的傳輸矩陣:

在式(1)和(2)中,t代表時刻 (t∈t1,t2,t3,…);±代表電磁波的傳輸方向,其+代表電磁波沿著+z方向傳播,-代表電磁波沿著-z方向傳播。

不同極化類型的電磁波入射到人工電磁超表面呈現(xiàn)出不同的傳輸特性,這種現(xiàn)象被稱之為極化非互易性,針對透射型超表面的極化非互易系數(shù)的定義如式(3)所示。基于手征結構設計的非互易超表面具有極化非互易性。

式中:u,v代表電磁波的極化類型,具體包括水平極化、垂直極化、左旋圓極化和右旋圓極化。電磁波在不同時刻下入射到人工電磁超表面呈現(xiàn)出不同的傳輸特性,這種現(xiàn)象被稱之為時間非互易性,針對透射型超表面的時間非互易系數(shù)定義如等式(4)所示,基于可調元件設計的非互易超表面具有時間非互易性。

電磁波沿相反方向入射到人工電磁超表面呈現(xiàn)出不同的傳輸特性,這種現(xiàn)象被稱之為空間非互易性,針對透射型超表面的空間非互易系數(shù)定義如式(5)所示?；诰w管設計的非互易超表面具有空間非互易性。

2 應用于單極化通信場景的非互易超表面設計

在單極化通信場景中,通常以特定類型的極化電磁波作為信號載體,其對應的交叉極化電磁波為干擾信號的載體。因此,僅需針對特定方向特定極化類型的電磁波進行有效傳輸及放大,并抑制交叉極化電磁波的傳輸。本文提出一系列適用于單極化通信場景的非互易超表面,其對應的電磁波調控特性可以總結為: 當y極化電磁波沿+z方向傳輸并通過超表面,將會產(chǎn)生一定的增益,且沒有偏振變化;當y極化電磁波沿-z方向傳輸并通過超表面,將產(chǎn)生一定的抑制,且沒有偏振變化。當x極化電磁波沿-z、+z方向傳輸并通過超表面,表現(xiàn)出相似的傳輸特性。即,并以dB 的形式表述超表面針對y極化電磁波的空間非互易系數(shù):。

為了針對單極化電磁波進行非互易式調控,本文基于接收、放大和再輻射的方案提出一系列“貼片-功率放大器-貼片” 形式的超構單元,其示意圖如圖2所示。第一個貼片天線接收來自超表面一側的入射電磁波并將其饋送到功率放大器電路中,而第二個貼片天線收集離開功率放大器電路的電磁波并將其輻射到超表面的另一側。其中接收天線和再輻射天線分別刻蝕在上層介質板的頂表面和下層介質板的底表面,并由微帶結構進行饋電。其中介質板為FR4 板材,相對介電常數(shù)為4.4,損耗角正切為0.02,板材厚度為2.0 mm。在頂層和底層中分別嵌入一個功率放大器芯片以及必要的外圍電路。此外,頂層的金屬結構與底層的金屬結構均關于AA’ 軸對稱,且頂層的金屬結構與底層的金屬結構關于中間的金屬層鏡像對稱。由圖2可知: 超構單元A 由貼片結構和功率放大器組成;超構單元B 由貼片結構、功率放大器和耦合結構組成;超構單元C 由貼片結構、功率放大器、耦合結構和短路結構組成。上述功率放大器中的晶體管采用Mini 公司的GV84+,其對應的外圍電路如圖3 所示。其中Cin=44.0 pF,Cout=44.0 pF,Cb1=1.0 nF,Cb2=4.7 pF和Rb=32.0 Ω,一個5.0 V 直流電源通過直流網(wǎng)絡為功率放大器提供40 mA 的直流信號。

圖2 (a) 超構單元A 的側視圖;(b) 超構單元A 的俯視圖;(c) 超構單元B 的側視圖;(d) 超構單元B 的俯視圖;(e) 超構單元C 的側視圖;(f) 超構單元C 的俯視圖Fig.2 (a) The side view of metasurface unit A;(b) The top view of metasurface unit A;(c) The side view of metasurface unit B;(d) The top view of metasurface unit B;(e) The side view of metasurface unit C;(f) The top view of metasurface unit C

圖3 功率放大器的外圍電路Fig.3 The peripheral circuit of power amplifier

基于HFSS 軟件優(yōu)化超構單元A、B 和C,優(yōu)化后的電路參數(shù)展示在表1,2 和3 中,其對應的S參數(shù)(散射參數(shù))仿真結果如圖4 所示。由圖4(a)可知: 以y極化電磁波為主極化的通信場景中,在1.0～4.0 GHz 頻段內,當y極化電磁波沿+z軸傳輸時,其對應的傳輸增益均大于17.3 dB(≥17.3 dB);當y極化電磁波沿-z軸傳輸時,其對應的傳輸損耗均高于44.6 dB(≤-44.6 dB)。關于交叉極化(x極化電磁波)的調控特性如下: 在0～0.5 GHz 頻段范圍內,當x極化電磁波沿+z、-z軸傳輸時,其對應的傳輸損耗類似,且均大于65.2 dB(≤-65.2 dB,≤-65.2 dB)。綜上,在單極化通信場景中,該超表面針對主極化電磁波進行非互易式調控,其對應的空間非互易系數(shù)為61.9 dB(即17.3-(-44.6)=61.9 dB)。針對交叉極化電磁波進行互易式調控,且傳輸損耗大于65.2 dB。

表1 超構單元A 的具體參數(shù)值Tab.1 The detailed parameter values of the meta-unit A mm

表2 超構單元B 的具體參數(shù)值Tab.2 The detailed parameter values of the meta-unit B mm

表3 超構單元C 的具體參數(shù)值Tab.3 The detailed parameter values of the meta-unit C mm

圖4 (a) 超構單元A 和B 的仿真S 參數(shù);(b) 超構單元B 和C 的仿真S 參數(shù)Fig.4 (a) The simulated S parameters of metasurface units A and B;(b) The simulated S parameters of metasurface units B and C

通過對比超構單元A 和B 的電路結構及S參數(shù)的仿真結果可知: 以超構單元A 為基礎,加載對稱式耦合結構可以得到超構單元B,并引入傳輸零點fTZs。通過對比超構單元B 和C 的電路結構及S參數(shù)的仿真結果可知: 在超構單元B 的基礎上加載對稱式短路枝節(jié)構建超構單元C,并引入傳輸零點fTZ1,fTZ2。通過引入上述傳輸零點,可以在超構單元中集成阻帶特性,從而在兩個頻段內針對電磁波進行非互易式調控。由圖4(b)可知: 基于超構單元C 組成的超表面在0.97～2.09 GHz 和2.72～4.00 GHz 兩個頻段內非互易式調控空間電磁波。具體來說: 當y極化電磁波沿+z軸傳輸時,其對應的傳輸增益均大于17.3 dB(≥17.3 dB);當y極化電磁波沿-z軸傳輸時,其對應的傳輸損耗均高于44.6 dB(≤-44.6 dB)。在上述兩個頻段中,當x極化電磁波沿+z、-z軸傳輸時,其對應的傳輸損耗類似且均大于65.2 dB(≤-65.2 dB,≤-65.2 dB)。

特定頻率下,超構單元B 和C 的電場分布展示在圖5。由圖5(a)可知,在fTZs頻率下,超構單元B 中耦合結構處的電場強度最高,即傳輸零點fTZs主要由耦合結構產(chǎn)生;由圖5(b)和(c)可知,在fTZ1和fTZ2的頻率下,超構單元C 中短路枝節(jié)的電場強度最高,即傳輸零點fTZ1和fTZ2主要由短路枝節(jié)產(chǎn)生。由超構單元B 和C 電場分布圖推導出的結論與圖4 具有良好的一致性,上述內容詳細闡述了傳輸零點的產(chǎn)生機理。

3 應用于雙極化通信場景的非互易超表面設計

在雙極化通信場景中,主極化電磁波和交叉極化電磁波均為信號載體。因此,需要針對特定方向的主極化電磁波和交叉極化電磁波進行有效的傳輸及放大,并抑制相反方向的主極化電磁波和交叉極化電磁波?；凇百N片-功率放大器-貼片” 的三明治結構,本文提出一系列適用于雙極化通信場景的非互易超表面,其對應的電磁波調控特性可以總結為: 當x極化電磁波和y極化電磁波沿+z方向傳輸并通過超表面,將會產(chǎn)生一定的傳輸增益,且沒有偏振變化;當x極化電磁波和y極化電磁波沿-z方向傳輸并通過超表面,將會產(chǎn)生一定的抑制,且沒有偏振變化。即并以dB 的形式表述超表面針對x極化電磁波和y極化電磁波的空間非互易系數(shù):。

為了針對雙極化電磁波進行非互易式調控,本文基于功率放大器和貼片結構提出三個不同類型的超構單元,其對應的側視圖及俯視圖如圖6 所示。超構單元D、E、F 的電路結構與超構單元A、B、C 的電路結構類似。值得注意的是: 超構單元D、E、F 頂層金屬結構和底層金屬結構中分別嵌入兩個功率放大器芯片以及必要的外圍電路,且頂層的金屬結構與底層的金屬結構均關于BB’ 軸對稱。觀察圖6 可以發(fā)現(xiàn): 超構單元D 由貼片結構和功率放大器組成;超構單元E由貼片結構、功率放大器和耦合結構組成;超構單元F 由貼片結構、功率放大器、耦合結構和短路枝節(jié)組成。上述功率放大器中的晶體管采用Mini 公司的GV84+,其外圍電路如圖3 所示,其對應的具體參數(shù)值展示在第2 節(jié)中。

圖6 (a) 超構單元D 的側視圖;(b) 超構單元D 的俯視圖;(c) 超構單元E 的側視圖;(d) 超構單元E 的俯視圖;(e)超構單元F 的側視圖;(f) 超構單元F 的俯視圖Fig.6 (a) The side view of metasurface unit D;(b) The top view of metasurface unit D;(c) The side view of metasurface unit E;(d) The top view of metasurface unit E;(e) The side view of metasurface unit F;(f) The top view of metasurface unit F

基于HFSS 專業(yè)電磁軟件仿真優(yōu)化超構單元D、E和F,優(yōu)化后的電路參數(shù)展示在表4,5 和6 中,優(yōu)化后的S參數(shù)如圖7 所示。由圖7(a)可知: 在以x極化電磁波和y極化電磁波為主的雙極化通信場景中,在0.97～4.05 GHz 頻段內,當x極化電磁波和y極化電磁波沿+z軸傳輸時,其對應的傳輸增益均大于17.6 dB(≥17.6 dB,≥17.6 dB);當x極化電磁波和y極化電磁波沿-z軸傳輸時,其對應的傳輸損耗均高于44.6 dB(≤-44.6 dB,≤-44.6 dB)。綜上,在雙極化通信場景中,該超表面同時針對相反方向入射的x極化電磁波和y極化電磁波進行非互易式調控,其空間非互易系數(shù)為62.2 dB(即17.6-(-44.6)=62.2 dB)。

表4 超構單元D 的具體參數(shù)值Tab.4 The detailed parameter values of the meta-unit D mm

表5 超構單元E 的具體參數(shù)值Tab.5 The detailed parameter values of the meta-unit E mm

表6 超構單元F 的具體參數(shù)值Tab.6 The detailed parameter values of the meta-unit F mm

圖7 (a) 超構單元D 和E 的仿真S 參數(shù);(b) 超構單元E 和F 的仿真S 參數(shù)Fig.7 (a) The simulated S parameters of metasurface units D and E;(b) The simulated S parameters of metasurface units E and F

通過對比超構單元D 和E 的電路結構(圖6)及S參數(shù)的仿真結果(圖7(a))可知: 以超構單元D 為基礎,加載對稱式耦合結構可以得到超構單元E,并引入傳輸零點fTZs。通過對比超構單元E 和F 的電路結構及S參數(shù)的仿真結果可知: 在超構單元E 的基礎上加載對稱式短路枝節(jié)得到超構單元F,并引入傳輸零點fTZ1,fTZ2。通過引入上述傳輸零點可以在超構單元F中集成阻帶特性,從而在1.00～2.11 GHz 和2.75～3.95 GHz 兩個頻段內針對x極化電磁波和y極化電磁波進行非互易式調控。由圖7(b)可知: 由超構單元F 組成的超表面在1.00～2.11 GHz 和2.75～3.95 GHz 兩個頻段內非互易式調控空間電磁波,當x極化電磁波和y極化電磁波沿+z軸傳輸時,其對應的傳輸增益均大于17.3 dB(≥17.3 dB,≥17.3 dB);當x極化電磁波和y極化電磁波沿-z軸傳輸時,其對應的傳輸損耗均高于44.6 dB(≤-44.6 dB,≤-44.6 dB)。

特定頻率下,超構單元E 和F 的電場分布展示在圖8。由圖8(a)可知,在fTZs頻率下,超構單元E 中耦合結構的電場強度最高,即傳輸零點fTZs主要由耦合結構產(chǎn)生;由圖8(b)和8(c)可知,在fTZ1和fTZ2頻率下,超構單元F 中短路枝節(jié)的電場強度最高,即傳輸零點fTZ1和fTZ2主要由短路枝節(jié)產(chǎn)生?；诔瑯媶卧狤 和F電場分布圖推導出的結論與圖7 具有良好的一致性。上述內容詳細闡述了傳輸零點的產(chǎn)生機理。

圖8 (a) 在fTZs頻率下,超構單元E 的電場分布圖;(b) 在fTZ1頻率下,超構單元F 的電場分布圖;(c) 在fTZ2頻率下,超構單元F 的電場分布圖Fig.8 (a) The electric field distribution diagram of metasurface unit E operating at fTZs;(b) The electric field distribution diagram of metasurface unit F operating at fTZ1;(c) The electric field distribution diagram of metasurface unit F operating at fTZ2

本文提出的非互易超表面與已發(fā)表非互易超表面性能的對比如表7 所示。由表7 可知: 本文所設計的非互易超表面的工作帶寬為3.00 GHz,顯著高于目前已發(fā)表的非互易超表面的工作帶寬。此外,本文所提出的設計方法不僅適用于單極化通信場景,還適用于雙極化通信場景,其非互易系數(shù)均高于60.0 dB,其非互易性顯著高于已發(fā)表的其他非互易超表面。鑒于本文非互易超表面的性能優(yōu)勢,其在超寬帶無線通信及電子對抗領域的應用潛力巨大。

表7 本文非互易超表面與已發(fā)表非互易超表面的性能對比Tab.7 The performance comparisons of the proposed non-reciprocal metasurfaces and other published non-reciprocal metasurfaces

4 結論

本文基于“貼片-功率放大器-貼片”的三明治結構設計了一系列非互易超表面電路結構,并利用耦合結構和短路枝節(jié)在寬帶非互易超表面中引入阻帶,從而有效避免上述寬帶超表面與現(xiàn)有ISM 窄帶通信系統(tǒng)產(chǎn)生干擾。通過改變功率放大器的數(shù)目及位置依次提出適應單極化通信場景和雙極化通信場景的非互易超表面。此外,利用散射參數(shù)、表面電場分布詳細分析了上述超表面的工作機理。本文提出的非互易超表面設計方法簡潔,電路結構簡單,非互易系數(shù)高,工作頻帶為超寬帶/雙頻,針對單極化/雙極化電磁波進行非互易式調控。綜上,本文設計的非互易超表面綜合工作性能優(yōu)異,在超寬帶無線通信及電子對抗領域具有廣闊的應用前景。