高衛(wèi)宏，侯 強(qiáng)

（山西晉中理工學(xué)院，山西 晉中 030600）

0 引言

直流母線電壓控制是直流或混合交流/直流微電網(wǎng)系統(tǒng)運(yùn)行中的一項(xiàng)重要任務(wù)。直流微電網(wǎng)中擾動以紋波為主，紋波是一種雜波信號，在直流母線上隨機(jī)上下波動并隨時(shí)間的變化呈現(xiàn)不同的周期性。在現(xiàn)有的研究中，文獻(xiàn)[1]對直流母線電壓擾動的不同類型進(jìn)行了對比，總結(jié)了現(xiàn)有的維持直流母線電壓穩(wěn)定的方法，并對波動抑制方法的前景進(jìn)行了展望；文獻(xiàn)[2]分析了給系統(tǒng)造成諧波污染的設(shè)備，提出了一種頻率分辨率高、計(jì)算量小的諧波、間諧波分析模型；文獻(xiàn)[3]提出了一種基于非參數(shù)估計(jì)的電能質(zhì)量監(jiān)測設(shè)備運(yùn)行可靠性分析方法，實(shí)現(xiàn)了對電能質(zhì)量監(jiān)測設(shè)備的可靠性遠(yuǎn)程分析與評估，有利于發(fā)現(xiàn)降低可靠性的隱患，提高電網(wǎng)公司的管理水平。基于這些文獻(xiàn)并未提出如何減少直流母線紋波/諧波含量的問題，本文提出一種新型濾波方法，即將傳統(tǒng)電壓電流雙閉環(huán)控制改為雙閉環(huán)前饋控制[4]，實(shí)時(shí)監(jiān)測直流母線電壓，濾除直流電網(wǎng)紋波，并加入LLC濾波，將直流母線擾動控制在一定區(qū)間內(nèi)，得到更平滑的直流母線電壓波形，保證直流電網(wǎng)電能質(zhì)量。

1 直流微電網(wǎng)系統(tǒng)模型

本文所研究的系統(tǒng)主要為低頻紋波。隨著直流微電網(wǎng)不斷擴(kuò)大，主從控制下的直流微電網(wǎng)無法滿足系統(tǒng)穩(wěn)定性的要求，采用對等控制和下垂控制更滿足現(xiàn)階段復(fù)雜直流微電網(wǎng)控制的穩(wěn)定性要求。光伏系統(tǒng)和復(fù)合儲能系統(tǒng)通過電力電子變換器與直流母線電壓相連接，進(jìn)行能量傳輸和為負(fù)荷供電[5-6]。直流電網(wǎng)復(fù)合儲能等效模型如圖1所示。

圖1 直流電網(wǎng)復(fù)合儲能等效模型圖

圖2 雙向DC/DC升降壓電路圖

光伏組在直流母線上傳播能量的數(shù)學(xué)模型為

其中，IPH為光伏組往直流母線輸送電流值；Iph為光伏輸出電流；ID為二極管電流[7-8]。

復(fù)合儲能在直流母線上傳播能量的數(shù)學(xué)模型為

其中，IHESS為復(fù)合儲能電流；Ibat為蓄電池組電流；Isc為超級電容器組電流；C為電容值。

2 雙閉前饋環(huán)控制下的LLC濾波

2.1 雙向DC/DC控制系統(tǒng)

雙向DC/DC變換器控制模型如圖3所示，數(shù)學(xué)模型如式（3）所示。

圖3 雙向DC/DC控制系統(tǒng)等效模型圖[9]

開關(guān)導(dǎo)通時(shí)，DC/DC輸入電壓加到LLC濾波器的輸入端，電感上的電流以固定斜率線性上升。開關(guān)關(guān)斷時(shí)，由于電感上的電流不能突變，電感中存儲的能量向負(fù)載釋放，電感電流通過二極管續(xù)流，在這個(gè)階段，電流波形是一條斜率為負(fù)的斜線。

電感值L的選取如式（4）所示。

2.2 雙閉環(huán)前饋控制下直流微電網(wǎng)

直流微電網(wǎng)系統(tǒng)采用線性電壓電流雙閉環(huán)PI控制，并加入前饋電流環(huán) Gf內(nèi)環(huán)控制?？刂魄闆r如圖4所示。其中雙閉環(huán)中的電流環(huán) Gi作為內(nèi)環(huán)控制，和前饋電流環(huán) Gf共同控制輸入直流母線實(shí)際數(shù)值，雙閉環(huán)中的電流環(huán) Gi將電感電流和非線性干擾觀測器輸入到前饋電流環(huán) Gf中的擾動電流放大k倍后進(jìn)行對比，計(jì)算出誤差值變?yōu)橹绷髂妇€電壓實(shí)際輸出值Udc，再將直流母線電壓實(shí)際輸出值Udc與直流母線電壓參考值Udc-ref進(jìn)行對比，追蹤直流母線電壓擾動誤差，通過LLC濾波器進(jìn)行濾波。

圖4 DC/DC側(cè)前饋控制系統(tǒng)等效模型圖

2.3 LLC濾波器工作原理

交直流負(fù)載接入直流微電網(wǎng)時(shí)，所給電力系統(tǒng)帶來的諧波污染利用原有雙閉環(huán)控制系統(tǒng)無法穩(wěn)定直流母線電壓，保證電能質(zhì)量。此時(shí)系統(tǒng)的諧波含量影響直流母線輸出電壓波形，綜合考慮，本文將LLC濾波器接入電力系統(tǒng)，應(yīng)用于直流電網(wǎng)DC/DC側(cè)。LLC濾波器是一種諧振變換器，非常容易實(shí)現(xiàn)原邊開關(guān)的零電壓開關(guān)ZVS（zero voltage switch）[10]。LLC變換器是這樣一種變換器，在輸入高限下，前置功率因數(shù)校正器PFC（power factor correction）的正常輸出電壓，也即DC/DC的長期輸入電壓的開關(guān)損耗比其他已有的任何變換器都要小，所以其正常輸入下的效率，不會因?yàn)橐獫M足掉電保持時(shí)間而降低，仍然很高。利用變壓器磁化電感電容濾波器可以實(shí)現(xiàn)零電壓，降低整流器的電壓應(yīng)力。由于關(guān)斷電流小，所以開關(guān)損耗小。變開關(guān)頻率控制，不敏感的負(fù)載變化、頻率變化可以設(shè)計(jì)的比采樣率轉(zhuǎn)換器SRC（sample rate convertor)更窄。操作范圍寬，不降低正常操作效率。正是因?yàn)閷W(xué)術(shù)界對LLC變換器的上述優(yōu)點(diǎn)進(jìn)行了充分的宣傳，使得這個(gè)拓?fù)洳粌H僅在服務(wù)器電源中受到了重視，還被用到了許多其他的領(lǐng)域，如通信設(shè)備中的開關(guān)電源、LED內(nèi)的驅(qū)動電源、各種工業(yè)應(yīng)用的電源和電動汽車的充電樁電源等。LLC濾波等效電路如圖5所示。

圖5 LLC濾波等效電路模型圖

電感比例系數(shù)h=Lm/Lr，LLC濾波電路有2個(gè)諧振頻率fr和fm，如式（5）和式（6）所示。

LLC濾波電路全反饋如式（7）所示。

基于頻域的直流增益：為了驗(yàn)證方便，將交流負(fù)載設(shè)置為阻性負(fù)載，交流激勵源為單相電源，UAB設(shè)定為28 V不變，此時(shí)實(shí)際直流母線輸入電壓Udc與直流母線電壓參考值Udc-ref相等為750 V，輸出功率為780 W。式（8）和式（9）為LLC濾波電路傳遞函數(shù)和品質(zhì)因素計(jì)算。

其中，H（jω）為傳遞函數(shù)；Q為品質(zhì)因素；ωr是諧振頻率fr的角速度；M為輸入電壓和輸出電壓比值。

由式（8）確定h值和Q值的直流增益，令Q＝1/3，h取1～10。h=8，Q取0.1、0.2、0.3、0.4、0.5和0.6。其中，h值增加越高，幅值越小，電壓越低，導(dǎo)致頻率調(diào)節(jié)范圍（輸入或輸出）變窄；h值選擇越小時(shí)，直流增益大，但是根據(jù)式（h＝Lm/Lr）表明，Lm減小，導(dǎo)致變壓器勵磁電流變大，在整個(gè)LLC濾波系統(tǒng)產(chǎn)生循環(huán)電流。同時(shí)，h值選擇越小，也會引起系統(tǒng)穩(wěn)定性問題。綜上，h值選擇不宜過小或者過大，應(yīng)取3～8之間。

Q值越高，導(dǎo)致負(fù)荷調(diào)節(jié)越差，調(diào)節(jié)范圍越窄，存在極值點(diǎn)，Q值的增加，極值點(diǎn)向右偏移，與f=1重合；Q值的減少，增益不能無限增加。在極值點(diǎn)時(shí)L也參與了諧振，對應(yīng)的頻率為f=1。在極值點(diǎn)的左側(cè)，變換器工作在容性區(qū)域，可以實(shí)現(xiàn)零電流開關(guān)ZCS，電路損耗較大，一般避免工作在此區(qū)域。在極值點(diǎn)的右側(cè)，變換器工作在感性區(qū)域，可以實(shí)現(xiàn)ZVS，正常設(shè)計(jì)變換器工作在此區(qū)域。在f=1時(shí)，表示只有諧振電容C和諧振電感L參與諧振，且開關(guān)頻率等于諧振頻率，此時(shí)電壓增益始終為1，與0值的大小無關(guān)。因此，改變諧振變換器的開關(guān)頻率能達(dá)到調(diào)節(jié)輸出電壓的作用。

3 參數(shù)設(shè)計(jì)

本文系統(tǒng)采用光伏直流輸入，通過DC/DC變換器和全橋LLC濾波變換器相連接，通過直流母線將能量輸出，其中雙向DC/DC變換器采用非線性雙閉環(huán)前饋控制，全橋LLC濾波變換器采用開環(huán)定頻控制，兩者通過控制系統(tǒng)將波形輸入非線性干擾觀測器，此時(shí)時(shí)間會有一個(gè)延遲，將非線性干擾觀測器輸出擾動值和諧波含量與參考值進(jìn)行對比，通過開關(guān)頻率的計(jì)算和直流輸入采樣值利用非線性干擾觀測器控制系統(tǒng)，從而進(jìn)一步對濾波系統(tǒng)進(jìn)行控制。系統(tǒng)參數(shù)如表1所示。

4 仿真結(jié)果

本文為了驗(yàn)證理論，將濾波系統(tǒng)進(jìn)行不同的分類，對比波形畸變率和擾動范圍，具體情況如圖6—圖11所示。

圖6 輸入電壓450 V時(shí)僅有LLC濾波器的Udc仿真波形

由圖6、圖8和圖10可知，輸入電壓450 V時(shí)僅有LLC濾波器的Udc仿真波形擾動范圍為2.55 ～5.76 ，輸入電壓450 V時(shí)傳統(tǒng)雙閉環(huán)控制+LLC濾波器的Udc仿真波形擾動范圍為1.10 ～3.80 ，輸入電壓450 V時(shí)非線性干擾觀測器前饋控制+LLC濾波器的Udc仿真波形擾動范圍為0.04 ～1.28 ，擾動減少2.51 ～4.48 ；由圖7、圖9和圖11可知，輸入電壓450 V時(shí)僅有LLC濾波器的Udc諧波畸變率為1.8 ，輸入電壓450 V時(shí)傳統(tǒng)雙閉環(huán)控制+LLC濾波器的Udc諧波畸變率為0.91 ，輸入電壓450 V時(shí)非線性干擾觀測器前饋控制+LLC濾波器的Udc諧波畸變率為0.42 ，降低了1.38 。

圖7 輸入電壓450 V時(shí)僅有LLC濾波器的Udc諧波畸變率

圖8 輸入電壓450 V時(shí)傳統(tǒng)雙閉環(huán)控制+LLC濾波器的Udc仿真波形

圖9 輸入電壓450 V時(shí)傳統(tǒng)雙閉環(huán)控制+LLC濾波器的Udc諧波畸變率

圖10 輸入電壓450 V時(shí)非線性干擾觀測器前饋控制+LLC濾波器的Udc仿真波形

圖11 輸入電壓450 V時(shí)非線性干擾觀測器前饋控制+LLC濾波器的Udc諧波畸變率

5 結(jié)論

本文研究了含LLC濾波的直流微電網(wǎng)非線性系統(tǒng)控制與仿真，將分布式電源通過DC/DC變換器與直流母線連接，采用雙閉環(huán)前饋控制＋DC/AC交流側(cè)LLC濾波系統(tǒng)，通過非線性干擾觀測器追蹤系統(tǒng)擾動，同時(shí)進(jìn)行諧波分析，對比系統(tǒng)諧波畸變率和波動范圍，保證電能質(zhì)量，提高系統(tǒng)經(jīng)濟(jì)性。分析后結(jié)論如下：

a）本文所提濾波方法維持了直流電網(wǎng)電壓穩(wěn)定，優(yōu)化了控制策略。擾動范圍從2.55 ～5.76 降低到0.04 ～1.28 ，降低了2.51 ～4.48 ；諧波畸變率由1.80 降低到0.42 ，降低了1.38 。證明本文提出的控制策略是有效的。

b）直流電壓采用非線性前饋控制，LLC濾波采用定頻控制，能夠在寬電壓范圍內(nèi)維持電壓等級高的線路恒定，減小輸入直流母線上的電流紋波，縮小濾波器尺寸，消弱電磁干擾，降低輸出電容紋波電流，從而增加變換器的使用年限，可應(yīng)用于電壓等級高、傳輸功率大的電力線路。