伍豐 張靈芝 蔣逢靈

摘要：針對Boost變換器中SiC（碳化硅）與IGBT模塊熱損耗問題，給出了Boost電路中功率模塊熱損耗的估算方法，并提供了具體的估算公式。以30 kW DC/DC變換器為研究對象，對功率模塊在不同工作頻率下的損耗進行了理論計算、PLECS仿真和試驗驗證對比分析。PLECS仿真和試驗驗證的結果不僅證明了估算公式的正確性，還直觀的體現(xiàn)了SiC和IGBT兩類模塊在不同開關頻率下工作的熱損耗趨勢。從文中可以看出，使用SiC替代IGBT可以顯著地提高變換器的工作頻率和功率密度。

關鍵詞： Boost變換器；SiC模塊；IGBT模塊；熱損耗

*基金項目：湖南省教育廳科學研究優(yōu)秀青年項目（20B393）

0引言

功率模塊相對于小功率的分立器件，具有更大的體積和功率，因此常用于大功率電能變換器領域，在大功率 DC/DC 變換器行業(yè)，雖然 Si IGBT 模塊仍然占據(jù)了統(tǒng)治地位，但隨著碳化硅（SiC）模塊技術和工藝的逐步成熟，SiC模塊將會逐步替換原來的 Si IGBT;原因在于SiC模塊具有寬禁帶、耐高溫、耐高壓和低損耗的優(yōu)點，根據(jù)行業(yè)統(tǒng)計數(shù)據(jù)，SiC模塊的關斷損耗比 Si IGBT 減小88%，開通損害降低34%，單位面積的導通阻抗更小（硅 IGBT 的1/3～1/5），且具有更快開關速度（硅 IGBT 的5～20倍），同時還具備高溫工作能力（SiC器件的電路可在500℃下穩(wěn)定工作），SIC 模塊與其他主要類型功率器件參數(shù)對比表如表1所示[1]。

從表1中的數(shù)據(jù)可以看出，SiC禁帶寬度、擊穿場強、熱導率等性能都遠強于 Si IGBT 。目前國際上大功率SiC模塊生產(chǎn)廠家主要有科銳、羅姆、英飛凌、三菱電機株式會社、意法半導體等，市場占有率最大的科銳公司其量產(chǎn)模組中單管已經(jīng)達到了1200 V/765 A。我國也涌現(xiàn)出一批有實力的廠商，從芯片的設計、研發(fā)到制造和封裝測試，正在形成一個完整的產(chǎn)業(yè)鏈，代表性的國產(chǎn)SiC功率器件生產(chǎn)廠家有：忱芯科技、中國中車、深圳基本半導體有限公司等，其中忱芯科技最大功率SiC模組已經(jīng)達到了1700 V/700 A，可以看出，目前SiC單個模塊的功率等級已經(jīng)接近或者達到了 IGBT 模塊的功率等級，在大功率電能變換領域，SiC模塊替代 IGBT 模塊成為了可能，因此對SiC與 IGBT 模塊開展熱損耗的對比研究很有現(xiàn)實意義。

針對SiC模塊的應用研究，目前主要集中在動態(tài)性能、功率損耗計算和不同器件的對比分析[2-3]，關于功率損耗計算方法的研究，文獻[4]給出了SiC的開關損耗模型和計算公式，但損耗的具體計算需要依賴器件的3D 數(shù)據(jù)表，該數(shù)據(jù)表的獲取存在難度；在SiC模塊的性能參數(shù)對比研究方面，文獻[5]通過仿真的方式對SiC與 Si MOS 進行了熱損耗對比研究，但缺乏試驗驗證。本文在以上研究的基礎上，對SiC和 IGBT 器件在 Boost 變換器電路應用中的熱損耗進行對比研究，力求提供具有實用價值的SiC和 IGBT 模塊熱損耗計算公式，再將這兩類模塊的熱損耗差異進行對比，直觀的體現(xiàn)出這兩類模塊的熱損耗差異，最后進行仿真和試驗驗證。

1 Boost變換器與熱損耗估算

1.1熱損耗估算結果對比分析

功率器件的熱損耗主要分為導通損耗、開通損耗、關斷損耗和分布電容引起的附加損耗，其中主要損耗為導通損耗、開通損耗、關斷損耗和反向恢復損耗，以下對這4種損耗的計算方法進行研究。

1.2.1導通損耗估算方法

由于SiC和 IGBT 導通過程中存在壓降，因此兩種器件均存在導通損耗，穩(wěn)態(tài)時導通損耗可用式（1）計算。

式中Econd代表導通過程中產(chǎn)生的熱量；Uceo（Tvj）代表結溫為Tvj時功率器件的開啟電壓； r（Tvj）代表結溫為Tvj時功率器件的等效電阻； IC 為功率器件中的電流。Boost 電路中，VT 器件管和輸出二極管 VD 均存在導通損耗。

根據(jù) Boost 電路的工作規(guī)律，VT 管在 D * T 的時間內(nèi)導通，其中 D 為占空比，T 為周期 ，VT 管導通損耗功率Econd.vt為：

1個周期內(nèi)輸出二極管 VD 在 VT 關斷的過程中導通，因此輸出二極管導通損耗Pcond.vd可以用式（3）計算：

1.2.2開通損耗估算方法

開通損耗 ton 是指功率器件從關閉狀態(tài)到導通的過渡過程中的電流上升到正常值的10%開始，到功率器件兩端的電壓下降到標稱值的2%是結束，將這段持續(xù)的時間成為 ton，在 ton 的持續(xù)時間內(nèi)所消耗的能量為開通損耗功率Pon [6]。

開通損耗平均功率Pon由下面的公式定義：

由式（4）可知，Eon 的大小與開關管中的電流和電壓有關，除此之外，還與功率器件的節(jié)溫有關，在實際應用中，由于難以獲得功率器件精確的數(shù)學模型，因此常用試驗和估算的方法，根據(jù)器件手冊提供的數(shù)據(jù)和曲線，利用插值的方法，可以用式（5）估算。

式中fsw為功率器件的開關頻率，Eon（Inorm ， Unorm ， TVJ）為手冊中在節(jié)溫為 TVJ 時，在特定電流Inorm和電壓Unorm下工作時給出的開通損耗，Iin和Uo為 Boost 電路的輸入電流和輸出電壓，在 Boost 電路中，每個周期內(nèi) VT 存在一次開通損耗。

1.2.3關斷損耗估算方法

關斷損耗Poff是指功率器件從導通狀態(tài)到關斷的過渡過程中，功率器件兩端電壓上升到正常值的10%開始，到功率器件中的電流下降到標稱值的2%時結束，將這段時間成為 toff，在 toff 的持續(xù)時間內(nèi)所消耗的能量可以用式（6）來計算[6]。

與開通損耗相類似，Eoff的大小與開關管中的電流、電壓有關和節(jié)溫有關，在實際應用中，同樣難以獲得功率器件精確的數(shù)學模型，因此常用采用試驗和估算的方法，根據(jù)器件手冊提供的數(shù)據(jù)和曲線，利用差值的方法，可式（7）估算：

式中Eoff（Inorm ， Unorm ， TVJ）為手冊中在節(jié)溫為 TVJ 時，在特定電流Inorm和電壓Unorm下工作時給出的通損耗，Iin和Uo為 Boost 電路的輸入電流和輸出電壓，在 Boost 電路中，每個周期內(nèi) VT 存在一次關斷損耗。

1.2.4 SIC和IGBT器件的總損耗估算結果對比

如果不計分布電容、分布電感引起的附加損耗，則功率器件的總損耗功率為導通損耗Pcond、開通損耗Pon和關斷損耗Poff三者之和。

通過器件手冊可知，IGBT 模塊中二極管的開關損耗主要為反向恢復損耗Prec，而SiC模塊中的二極管損耗非常小，可以忽略不計。

為了便于計算和對方分析，以氫燃料汽車車中廣泛使用30 kW DC＼DC 變換器為研究對象，其主要參數(shù)如表2所示。

根據(jù)表2中的參數(shù)，功率器件使用 IGBT 作為功率模塊時，選用英飛凌公司的 FF200R12KE4器件，使用SiC作為功率模塊時，選用英飛凌的 FF6MR12KM1功率器件，二者耐壓等級均為1200 V，F(xiàn)F200R12KE4最大連續(xù)直流電流為 IC=200 A，F(xiàn)F6MR12KM1最大連續(xù)直流電流為 Id=250 A；二者的最大節(jié)溫均為175℃，假定模塊工作時實際節(jié)溫為 TVJ=125℃，使用功率模塊的體二極管作為輸出二極管，通過手冊查出兩種器件在節(jié)溫125℃的參數(shù)如表3所示[7-8]。

通過 Boost 電路占空比計算公式可得額定點的占空比 D ≈0.5；為了直觀的體現(xiàn)這兩種器件熱損耗的差異，編寫Matlab腳本程序，計算 DC＼DC 變換器在fsw=5 kHz ～ fsw=50 kHz工作范圍內(nèi)，將上表中得數(shù)據(jù)帶入相應的計算公式，得到如下圖所示的對比曲線。

2仿真結果對比分析

以表2中 DC＼DC 工作參數(shù)為輸入，建立以SiC（F F 6 M R 12 K M 1）和 IGBT（FF200R12KE4）模塊為功率器件的兩種仿真模型，通過 PLECS 軟件對不同開關頻率下功率器件的損耗和結溫進行對比仿真，從圖4左上角熱損耗功率仿真對比圖可以看出，頻率在5 kHz 及以下時，由于功率模塊的損耗主要為導通損耗，因此SiC模塊和 IGBT 模塊的熱損耗比較接近，但是工作開關隨著頻率的增加，IGBT 模塊的熱損耗快速加大，SiC模塊的熱損耗緩慢增加，與此相對應，從圖4右上角的結溫對比圖可以看出，隨著頻率的增加，IGBT 模塊的結溫迅速增加，SiC模塊的結溫增長緩慢，說明這兩類器件中，SiC器件替代 IGBT 模塊，更有助于提供工作頻率。

從圖4的仿真值與理論計算值的對比圖可以看出，仿真值與計算值的計算結果比較接近，二者之間的差異在20%的范圍以內(nèi)，證明的了理論計算公式的正確性和準確性。

3試驗驗證

3.1試驗平臺

為了驗證了前文熱損耗估算和仿真結果的正確性，分別使用SiC（FF6MR12KM1）和 IGBT（FF200R12KE4）兩種模塊在30 kW 的試驗平臺上進行試驗，試驗平臺有 Boost 升壓變換器、直流可以電源、電阻負載四部分組成。30 kW 試驗電源參數(shù)如表2所示。

3.2試驗結果分析

通道4為功率模塊兩端的電壓，通道2為 BOOST變換器的輸入電流。

通過測量功率模塊的輸入功率和輸出功率計算模塊在不同工作頻率下的熱損耗，當使用 IGBT 模塊工作時，分別測量工作頻率為 5、10 和 15 kHz 時的熱損耗，當使用SiC模塊時，分別測量 5、10、15、20 和 50 kHz 工作頻率時的熱損耗；將所測得的實際值連接成直線，實際值、計算值和仿真值對比如圖 7 所示。

從圖 7 可以看出，試驗結果與仿真、理論估算的結果相吻合，工作頻率較低時，試驗值比估算值偏小，工作頻率較高時，試驗值比仿真偏大，造成這種現(xiàn)象的主要原因在于工作頻率較低時，熱損耗小，功率模塊的節(jié)溫低，隨著頻率的增加，熱損耗逐漸增加，功率器件的節(jié)溫也不斷升高，相同條件下，節(jié)溫越高，損耗就越大，而估算公式的計算沒有考慮節(jié)溫的變化。

4結束語

本文首先介紹了 SIC 模塊和 IGBT 兩種模塊基本知識，在對 Boost 電路工作原理進行分析的基礎上，進一步研究了 Boost 電路中功率模塊熱損耗的計算方法，并給出了具體的計算公式；以30 kW DC/ DC 變換器為參數(shù)輸入，對使用 SIC 和 IGBT 兩種模塊作為功率器件，在不同工作頻率下?lián)p耗進行理論計算、PLESE 仿真和試驗驗證對比，理論計算、仿真和試驗結果之間的差值在20%以內(nèi)，證明了理論計算公式的正確性，通過兩種模塊在不同頻率下的熱損耗對比可以看出，SiC器件在高頻下熱損耗明顯顯著低于 IGBT 器件，從而可以大大提高 DC＼DC 變換器的功率效率和降低 DC＼DC 變換器的體積。

參考文獻：

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