嚴(yán)濤,田野,李天,王國(guó)永,王瑛,周泉,邊朗

中國(guó)空間技術(shù)研究院西安分院,西安 710000

1 引言

以美國(guó)GPS、中國(guó)BDS為代表的全球衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)(GNSS),已滲透到社會(huì)的方方面面,影響著幾乎所有的行業(yè)[1]。近年來,以自動(dòng)駕駛為代表的新興用戶群體發(fā)展迅速,對(duì)實(shí)時(shí)高精度有了更迫切需求[2]。在此背景下,高精度服務(wù)逐漸成為GNSS的標(biāo)配。日本的QZSS在其L6信號(hào)上,提供厘米級(jí)高精度服務(wù)(CLAS)[3],服務(wù)日本本土及周邊地區(qū);中國(guó)在GEO衛(wèi)星的B2b信號(hào)上提供精密單點(diǎn)定位(PPP)服務(wù),服務(wù)中國(guó)及周邊地區(qū)[4];Galileo則將面向全球提供高精度服務(wù)(HAS)[5]。上述高精度服務(wù),主要是通過播發(fā)精密改正電文(包括軌道、鐘差、碼/載波偏差,電離層、對(duì)流層改正數(shù)等)實(shí)現(xiàn)的,導(dǎo)致需要播發(fā)的信息量顯著增加,信息速率由基本導(dǎo)航電文的50bit/s增加到500～2000bit/s,因此,高信息速率是滿足高精度服務(wù)信號(hào)的基本保證。

為實(shí)現(xiàn)高信息速率傳輸,一種方式是不改變?cè)瓕?dǎo)航信號(hào)結(jié)構(gòu),直接提升衛(wèi)星導(dǎo)航信號(hào)的信息速率,如BDS B2b信號(hào),優(yōu)點(diǎn)是信號(hào)結(jié)構(gòu)不變,在傳輸信息的同時(shí)還提供測(cè)距能力;缺點(diǎn)是信息速率受限于碼周期,不能靈活調(diào)整信息速率。另一種方式是采用新的調(diào)制信號(hào),如QZSS L6信號(hào)采用的CSK調(diào)制,能夠在保證主碼周期不變的前提下,靈活調(diào)整信息速率,可同時(shí)滿足多種應(yīng)用需求[6],受到國(guó)內(nèi)外研究者的廣泛關(guān)注[7-10]。

保持主碼周期不變條件下,相比于BPSK信號(hào),CSK調(diào)制信號(hào)能夠傳輸更高的信息速率,甚至能夠帶來解調(diào)增益[11]。然而,CSK信號(hào)在信息傳輸?shù)耐瑫r(shí),并不適合用于測(cè)距[12]。因此,為了實(shí)現(xiàn)CSK信號(hào)的接收,通常需要有其他信號(hào)分量,或者導(dǎo)頻分量的輔助[13-14]。CSK信號(hào)不用于進(jìn)行跟蹤,意味著CSK信號(hào)的功率不能用于提升跟蹤性能。對(duì)于QZSS L6信號(hào),從QZS-2開始不存在導(dǎo)頻分量,若不用CSK進(jìn)行跟蹤測(cè)量,將導(dǎo)致缺少L6頻點(diǎn)的偽距和載波相位觀測(cè)量,不利于多頻求解整周模糊度。為了實(shí)現(xiàn)CSK信號(hào)的跟蹤,文獻(xiàn)[15]擴(kuò)展了CSK信號(hào)定義,提出了一種CSK捕獲跟蹤方法,但是該方法不適合用于標(biāo)準(zhǔn)的CSK信號(hào)。

本文對(duì)CSK調(diào)制信號(hào)的跟蹤方法進(jìn)行了研究,針對(duì)CSK信號(hào)的特點(diǎn),提出兩種適合CSK信號(hào)的跟蹤方法,并對(duì)性能進(jìn)行了分析。

2 CSK調(diào)制信號(hào)

2.1 CSK信號(hào)定義

傳統(tǒng)的BPSK調(diào)制信號(hào)采用直接序列擴(kuò)頻信號(hào),通過載波相位,即擴(kuò)頻碼周期的極性來調(diào)制信息,是一種二進(jìn)制映射,基帶信號(hào)sBPSK(t)表示為:

p(t-n·Tc-m·Td)

式中:C為信號(hào)功率;d(m)∈{1,-1},為第m個(gè)信息符號(hào);c0(n)∈{1,-1},為第n個(gè)碼片值;L為碼序列長(zhǎng)度;Tc為碼片寬度;Td為信息符號(hào)寬度,在導(dǎo)航信號(hào)中,Td是碼周期LTc的整數(shù)倍;p(t)為矩形碼片調(diào)制波形?？梢钥吹?當(dāng)d(m)=1,碼序列的相位是0°,當(dāng)d(m)=-1,碼序列的相位是180°。在接收端,通過碼周期極性,可解調(diào)出信息符號(hào)。

CSK調(diào)制信號(hào)則采用了一種多進(jìn)制映射方式,將信息比特映射為不同的碼序列實(shí)現(xiàn)。特殊的地方是,不同的碼序列都是基于基本碼序列的循環(huán)移位獲得的。若每U比特信息映射為一個(gè)CSK符號(hào),第m組U比特信息組成的向量表示為:

[d((m-1)·U+1),

d((m-1)·U+2),…,d(m·U)]T

其映射為第m個(gè)CSK符號(hào),用|dm|表示這U位二進(jìn)制數(shù)對(duì)應(yīng)的十進(jìn)制數(shù),則CSK信號(hào)基帶表示sCSK(t)為:

(1)

式中:c|dm|為第m組信息比特映射的碼序列;Ts為CSK符號(hào)周期,是碼周期LTc的整數(shù)倍,記為Ts=N·LTc。此時(shí),CSK調(diào)制信號(hào)可以記為CSK(U,N)[16],U是一個(gè)CSK符號(hào)(對(duì)應(yīng)一種碼序列)映射的比特?cái)?shù),N是一個(gè)CSK符號(hào)包含的碼周期數(shù),需要的碼序列個(gè)數(shù)為S=2U,每一個(gè)碼序列都是通過基本碼序列{c0(n),n=0,1,2,…,L-1}循環(huán)移位得到,采用循環(huán)右移的方式得到不同的碼序列,循環(huán)移位s個(gè)碼片得到碼序列cs(n),有

當(dāng)然,也可以采用循環(huán)左移的方式得到不同碼初相的碼序列。QZSS的L6信號(hào)采用了CSK(8,1)調(diào)制[3],通過循環(huán)左移生成不同的碼序列,如圖1所示。為清楚起見,本文中默認(rèn)采用循環(huán)右移的方式。

圖1 QZSS L6信號(hào)采用的CSK(8,1)調(diào)制Fig.1 The CSK(8,1) modulation for QZSS L6 signal

2.2 CSK信號(hào)生成與解調(diào)

圖2給出了CSK基帶信號(hào)的生成示意,PRN碼發(fā)生器,在碼NCO控制下,生成S=2U個(gè)碼序列;信道編碼后的信息比特速率為Rb=1/Tb,首先進(jìn)行1到U的串并轉(zhuǎn)換,變?yōu)閁路并行的信息比特,速率降為Rs=1/Ts=Rb/U,每一個(gè)符號(hào)周期Ts,根據(jù)U路信息比特的值,從S個(gè)碼序列中選擇對(duì)應(yīng)的碼序列,經(jīng)矩形碼片賦形得到CSK基帶信號(hào)。

圖2 CSK基帶信號(hào)生成框圖Fig.2 The signal generation block diagram of CSK modulated signal

CSK信號(hào)的解調(diào)框圖如圖3所示,接收到的CSK信號(hào)經(jīng)濾波、放大、下變頻,AD采樣后,得到數(shù)字中頻采樣信號(hào)sIF。接收機(jī)在輔助信號(hào)分量的控制下,控制載波NCO與碼NCO,載波NCO生成正余弦的數(shù)字中頻載波,碼NCO控制PRN碼發(fā)生器,生成S個(gè)碼序列。中頻采樣信號(hào)sIF分別與正余弦載波相乘,剝離載波,再與S個(gè)碼序列相乘,相干積分后,得到S個(gè)I、Q相關(guān)結(jié)果,用于數(shù)據(jù)解調(diào)。

第m個(gè)CSK符號(hào),I、Q相關(guān)結(jié)果Is(m)與Qs(m)如下[17]:

式中:Ts為CSK符號(hào)周期,也是相干積分時(shí)間;

C/N0為載噪比;Δθ為接收機(jī)復(fù)現(xiàn)的載波相位誤差;Δτ為接收機(jī)復(fù)現(xiàn)的碼相位誤差;nI,s(m)、nQ,s(m)為噪聲項(xiàng),滿足獨(dú)立同分布的標(biāo)準(zhǔn)正態(tài)分布N(0,1)。R(Δτ)為相關(guān)函數(shù),有R(Δτ)=F-1{H(f)·G(f)},H(f)為信道的傳遞函數(shù),G(f)=Tcsinc2(πfTc)為矩形碼片下的理想功率譜,F-1{·}為反傅里葉變換。圖4給出±Rc帶限下的相關(guān)函數(shù)。

圖4 相關(guān)函數(shù)Fig.4 The correlation function

理想情況下,R(Δτ)=0,|Δτ|≥Tc,即只有當(dāng)本地復(fù)現(xiàn)的碼序列,與接收到的CSK信號(hào)碼序列相同時(shí),有最大相關(guān)值,這是CSK信號(hào)解調(diào)的基礎(chǔ)。當(dāng)Δθ≈0,CSK信號(hào)可以采用相干解調(diào),即

Is(m)=max{I0(m),I1(m),…,IS-1(m)}?

不同于BPSK調(diào)制信號(hào),當(dāng)相位誤差較大時(shí),CSK信號(hào)還可以采用非相干解調(diào)方式,即

3 CSK信號(hào)跟蹤方法

傳統(tǒng)衛(wèi)星導(dǎo)航信號(hào)是類BPSK調(diào)制信號(hào),通常采用碼DLL進(jìn)行碼跟蹤,接收機(jī)本地復(fù)現(xiàn)超前(E)、即時(shí)(P)、以及滯后(L)信號(hào),與接收到的導(dǎo)航信號(hào)進(jìn)行相關(guān)。

而對(duì)于CSK(U,N)調(diào)制信號(hào),每一個(gè)CSK符號(hào),碼相位初相都可能不同,可能有S=2U種。為此,采用常規(guī)的跟蹤方法,針對(duì)每一種可能情況,接收機(jī)都需要復(fù)現(xiàn)超前(E)、即時(shí)(P)、以及滯后(L)3路信號(hào),與接收到的CSK信號(hào)相關(guān),所需要的相關(guān)器個(gè)數(shù)為3S個(gè)。

本文從減少所需要的相關(guān)器個(gè)數(shù)出發(fā),對(duì)CSK信號(hào)的跟蹤方法進(jìn)行研究。

3.1 方法一

從式(1)可以看到,共有S種CSK符號(hào),相鄰的碼相位初相都是相隔1個(gè)碼片,這意味著只要超前減滯后相關(guān)器間隔選為1個(gè)碼片,則前一個(gè)CSK符號(hào)的滯后支路復(fù)現(xiàn)信號(hào),可作為后一個(gè)CSK符號(hào)的超前支路復(fù)現(xiàn)信號(hào),從而所需復(fù)現(xiàn)的信號(hào)個(gè)數(shù)為2S+1個(gè)。

該方法對(duì)應(yīng)的跟蹤方法框圖如圖5所示。

圖5 方法一對(duì)應(yīng)的CSK信號(hào)跟蹤框圖Fig.5 The tracking block diagram of CSK modulated signal for method one

對(duì)于接收到的第m個(gè)CSK符號(hào)周期,2S+1個(gè)復(fù)現(xiàn)的碼信號(hào)分別為:

sref,s(t)=

式中:sref,s(t)為延遲s個(gè)碼片的本地復(fù)現(xiàn)信號(hào);?·」表示向下取整。第m個(gè)CSK符號(hào),與2S+1個(gè)復(fù)現(xiàn)的信號(hào)進(jìn)行相關(guān),對(duì)于s=-0.5的復(fù)現(xiàn)信號(hào),I、Q相關(guān)結(jié)果分別為:

對(duì)于s=0,0.5,1,…,S-0.5的復(fù)現(xiàn)信號(hào),I、Q相關(guān)結(jié)果分別為:

穩(wěn)定跟蹤過程中,碼相位跟蹤誤差Δτ小于半個(gè)碼片,這可以由其他信號(hào)分量的跟蹤保證。因此,找到s=0,1,…,S-1這S個(gè)支路相關(guān)值的最大支路smax,就可以選定其相關(guān)值為即時(shí)相關(guān)值,相鄰±0.5個(gè)碼片的支路作為超前與滯后支路相關(guān)值,smax滿足:

s=0,1,2,…,S-1

(2)

則載波環(huán)路鑒別函數(shù)DPLL(Δθ)為:

DPLL(Δθ)=atan 2(Qsmax(m),Ismax(m))

(3)

式中:atan 2(·,·)為四象限反正切函數(shù)。CSK信號(hào)不通過載波相位翻轉(zhuǎn)180°調(diào)制數(shù)據(jù),因此可以采用純PLL進(jìn)行載波跟蹤。

碼鑒別函數(shù)DDLL(Δτ)為:

(4)

3.2 方法二

從式(3)(4)可知,s為整數(shù)時(shí)的相關(guān)值,只用于載波環(huán)鑒別,而在碼環(huán)鑒別中不使用。為此,可以考慮去掉s為整數(shù)的復(fù)現(xiàn)信號(hào),用鄰近的相關(guān)值實(shí)現(xiàn)載波環(huán)鑒別。此時(shí),所需復(fù)現(xiàn)的碼信號(hào)個(gè)數(shù)降為S+1,如圖6所示。

由于在方法二中,接收機(jī)不復(fù)現(xiàn)s為整數(shù)的信號(hào),因此,為找到接收信號(hào)對(duì)應(yīng)的smax,需要采用下式:

圖6 方法二對(duì)應(yīng)的CSK信號(hào)跟蹤框圖Fig.6 The tracking block diagram of CSK modulated signal for method two

此時(shí),載波環(huán)路鑒別函數(shù)為:

DPLL(Δθ)=atan 2[Qsmax+0.5(m)+Qsmax-0.5(m),

Ismax+0.5(m)+Ismax-0.5(m)]

碼環(huán)路鑒別函數(shù)則與方法一相同。

4 CSK誤符號(hào)率(SER)分析

從上一節(jié)分析可知,CSK信號(hào)跟蹤,關(guān)鍵是要準(zhǔn)確識(shí)別出當(dāng)前接收到的CSK符號(hào)。

p1(x)=

此時(shí),錯(cuò)誤識(shí)別CSK符號(hào)的概率Perror為:

對(duì)于方法二,定義檢測(cè)量T2(s)為:

式中:s=0,1,…,S-1。考慮Δτ≈0,對(duì)于s=smax,T2(s)滿足賴斯分布,概率密度函數(shù)psmax(x)為:

對(duì)于s=smax±1,檢測(cè)量T2(s)滿足如下賴斯分布:

對(duì)于其他的s值,檢測(cè)量T2(s)滿足如下的瑞利分布:

此時(shí),S個(gè)檢測(cè)量都滿足賴斯分布或者瑞利分布,但是,相鄰的檢測(cè)量之間是不獨(dú)立的,因此,難以按照方法一的方式,推導(dǎo)出錯(cuò)誤識(shí)別CSK符號(hào)的概率解析表達(dá)式。對(duì)于方法二,錯(cuò)誤識(shí)別CSK符號(hào)的概率后文通過仿真進(jìn)行分析。

對(duì)于跟蹤而言,相對(duì)于無錯(cuò)誤識(shí)別CSK符號(hào),有錯(cuò)誤識(shí)別的等效載噪比下降:

(C/N0)degradation≈-20lg(1-Perror)[dB]

(5)

5 性能仿真

5.1 誤符號(hào)率(SER)性能仿真

采用蒙特卡羅方法,仿真分析方法一和方法二的誤符號(hào)率?？紤]CSK(3,1)和CSK(5,1)兩種CSK調(diào)制信號(hào),CSK符號(hào)周期為Ts=1ms。對(duì)于方法一,同時(shí)給出理論與仿真結(jié)果,對(duì)于方法二,給出了仿真結(jié)果,如圖7所示。

圖7 CSK信號(hào)的誤符號(hào)率Fig.7 Symbol error rate of CSK modulated signals

可以看到,方法一的理論和仿真結(jié)果相一致。同等誤符號(hào)率下,方法二所需要載噪比更高。當(dāng)誤碼率在10-3時(shí),對(duì)于CSK(3,1)信號(hào),方法二所需要的載噪比比方法一高約4.4dB;對(duì)于CSK(5,1)信號(hào),方法二所需要的載噪比比方法一高約3.86dB;對(duì)于CSK(8,1)信號(hào),方法二所需要的載噪比比方法一高約3.48dB?？梢钥吹?方法二相比方法一有約4dB的性能損失。

根據(jù)式(5),將誤符號(hào)率換算為等效載噪比下降,如圖8所示。當(dāng)?shù)刃лd噪比下降小于0.5dB時(shí),對(duì)于CSK(3,1),方法一和方法二所需的載噪比分別為38.77dB-Hz和42.52dB-Hz;對(duì)于CSK(5,1),方法一和方法二所需的載噪比分別為39.9dB-Hz和43.3dB-Hz;對(duì)于CSK(8,1),方法一和方法二所需的載噪比分別為41.08dB-Hz和44.27dB-Hz。

圖8 等效載噪比下降Fig.8 The equivalent C/N0 degradation

5.2 跟蹤性能仿真

本節(jié)針對(duì)CSK(3,1)信號(hào),對(duì)所提方法的碼跟蹤和載波跟蹤性能進(jìn)行仿真。作為對(duì)比,同碼速率的BPSK信號(hào)的跟蹤性能也被給出。仿真參數(shù)如下:碼速率為2.046Mchip/s,相干積分時(shí)間1ms,CSK周期Ts=1ms,相關(guān)器間隔1個(gè)碼片,碼環(huán)帶寬1Hz,載波環(huán)路帶寬18Hz。

首先將載噪比設(shè)置為45dB-Hz,跟蹤結(jié)果如圖9所示。注意到,BPSK信號(hào)采用載波相位調(diào)制信息,最終的I、Q星座圖是兩個(gè)點(diǎn),而CSK調(diào)制信號(hào)采用碼初相調(diào)制信息,可不使用載波相位調(diào)制,最終的I、Q星座圖是一個(gè)點(diǎn)。從等效的超前、即時(shí)、滯后相關(guān)值來看,在載噪比45dB-Hz時(shí),CSK信號(hào)的跟蹤效果與BPSK類似。

續(xù)圖9Fig.9 Continued

進(jìn)一步定量分析CSK信號(hào)的跟蹤精度,仿真了BPSK信號(hào)以及CSK信號(hào)在不同載噪比條件下,碼跟蹤精度和載波跟蹤精度,結(jié)果如圖10和圖11所示。從載波跟蹤誤差來看,當(dāng)載噪比在40dB-Hz以上時(shí),方法一的跟蹤精度與BPSK相當(dāng)。隨著載噪比下降,CSK跟蹤誤差比BPSK大,該結(jié)果與圖8中的等效載噪比下降分析結(jié)果一致。為達(dá)到與方法二載噪比40dB-Hz時(shí)的跟蹤精度,方法一所需的載噪比為44dB,也就是說,方法一相比方法二有約4dB的性能損失,該結(jié)論同樣與前文分析一致。

圖10 碼跟蹤誤差Fig.10 Code tracking error

圖11 載波跟蹤誤差Fig.11 Carrier tracking error

需要指出的是,上述結(jié)論是在相干積分時(shí)間為1ms下得到的。實(shí)際上,CSK調(diào)制信號(hào),由于沒有電文符號(hào)的限制,理論上可以采用更長(zhǎng)的相干積分時(shí)間,從而在一定程度上補(bǔ)償跟蹤性能損失。

6 結(jié)論

隨著厘米級(jí)高精度服務(wù)逐漸成為GNSS標(biāo)配,高信息速率也成為未來衛(wèi)星導(dǎo)航信號(hào)的設(shè)計(jì)需求。CSK調(diào)制信號(hào)所具有的高信息速率優(yōu)勢(shì),正受到研究者的廣泛關(guān)注,并在QZSS的CLAS L6信號(hào)得到應(yīng)用。然而,CSK信號(hào)不適合用于測(cè)量,將導(dǎo)致?lián)p失一個(gè)觀測(cè)量,不利于在多頻應(yīng)用,如多頻解算整周模糊度中的應(yīng)用。

本文從性能和實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度角度,對(duì)CSK信號(hào)的跟蹤方法進(jìn)行研究,并提出兩種方法。本文方法的主要優(yōu)點(diǎn)包括:①方法一所需相關(guān)器個(gè)數(shù)只有常規(guī)方法的2/3,就可實(shí)現(xiàn)CSK信號(hào)的跟蹤,當(dāng)信號(hào)載噪比在40dB-Hz以上時(shí),跟蹤精度與同碼速率的BPSK信號(hào)相當(dāng)。②方法二所需相關(guān)器個(gè)數(shù)只有方法一的1/2,就可實(shí)現(xiàn)CSK信號(hào)的跟蹤。因此,有助于擴(kuò)大CSK信號(hào)在GNSS高精度信號(hào)體制中的優(yōu)勢(shì),具有較大的應(yīng)用前景。同時(shí),CSK信號(hào)的跟蹤方法還存在如下待解決的問題:①為了降低相關(guān)器數(shù)量,本文方法的相關(guān)器間隔限制為1個(gè)碼片,不適合靈活調(diào)整;②通過延長(zhǎng)相干積分時(shí)間來提升CSK調(diào)制信號(hào)的跟蹤精度,還有待進(jìn)一步驗(yàn)證;③本文通過仿真驗(yàn)證了所提方法的正確性和有效性,下一步還需針對(duì)在軌播發(fā)的實(shí)際CSK調(diào)制信號(hào),進(jìn)一步驗(yàn)證所提方法的性能。