石磊，周宏濤，趙元莘，魏禎德，陳曦，武旭

（1.國(guó)網(wǎng)甘肅省電力公司酒泉供電公司，甘肅酒泉 735099；2.蘭州交通大學(xué)自動(dòng)化與電氣工程學(xué)院，甘肅蘭州 730070）

0 引言

隨著電力系統(tǒng)轉(zhuǎn)型以及“碳達(dá)峰、碳中和”目標(biāo)的提出，分布式光伏發(fā)電已成為可再生能源發(fā)電的主流方式之一[1-2]。但由于光伏并網(wǎng)逆變器的本身特性和大量非線性隨機(jī)負(fù)荷的接入，使得光伏并網(wǎng)時(shí)產(chǎn)生諧波、功率不平衡等電能質(zhì)量問(wèn)題，尤其是光伏的大規(guī)模接入，使得并網(wǎng)的電能質(zhì)量問(wèn)題更為突出，嚴(yán)重威脅電網(wǎng)的穩(wěn)定性[3-4]。

近年來(lái)LCL 型三電平逆變器已成為國(guó)內(nèi)外研究的熱點(diǎn)。相比于L 型、LC 型濾波器，LCL 型濾波器具有體積小、濾波效果顯著等優(yōu)勢(shì)[5]，同時(shí)三電平逆變結(jié)構(gòu)可降低逆變時(shí)諧波的產(chǎn)生量[6]，再結(jié)合逆變器本身的電能質(zhì)量治理功能，可構(gòu)成LCL 型三電平光伏多功能并網(wǎng)逆變器（Photovoltaic Multifunctional Grid Connected Inverter，PVMFGCI）。LCL 型三電平PVMFGCI 是光伏發(fā)電系統(tǒng)中LCL 型濾波器和三電平多功能并網(wǎng)逆變器結(jié)合的新型電力變換器，在新能源發(fā)電和新型配電系統(tǒng)的建設(shè)中備受學(xué)者關(guān)注[7-8]。但LCL 型濾波器存在高頻諧振現(xiàn)象，使得研究LCL型三電平PVMFGCI 時(shí)需提出更高要求的電流內(nèi)環(huán)控制策略。

針對(duì)光伏并網(wǎng)逆變器的電流內(nèi)環(huán)控制策略和電能質(zhì)量問(wèn)題，國(guó)內(nèi)外學(xué)者已有較深入的研究。文獻(xiàn)[9]提出了一種輸出電流反饋的準(zhǔn)比例諧振（Proportional Resonant，PR）電流內(nèi)環(huán)控制策略，該方法有效地提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。文獻(xiàn)[10]采用PI 控制與傳統(tǒng)重復(fù)控制（Repetitive Control，RC）并聯(lián)的形式，使系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能得到提升。文獻(xiàn)[11]設(shè)計(jì)了線性自抗擾控制（Linear Active Disturbance Rejection Control，LADRC）+改進(jìn)型RC 電流內(nèi)環(huán)控制器，分析了其跟蹤和抗擾能力。文獻(xiàn)[12]提到滯環(huán)控制器與PR 控制器在PVMFGCI 上的應(yīng)用對(duì)比，得出滯環(huán)控制器在動(dòng)態(tài)性能上較優(yōu)，PR 控制器開(kāi)關(guān)頻率更加穩(wěn)定、穩(wěn)態(tài)跟蹤誤差更小。PVMFGCI 的電流內(nèi)環(huán)控制方法還有基于并網(wǎng)電流反饋的有源阻尼方法（Grid Current Feedback Active Damping，GCFAD）、空間重復(fù)控制（Spatial Repetitive Controller，SRC）、模糊神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)控制（Neuro-Fuzzyc Controller，NFC）、基于PI的模糊邏輯控制、滑?？刂破鳎⊿liding Mode Controller，SMC）、以及基于Lyapunov 函數(shù)的電流控制器等[13-16]。

分析可知，PVMFGCI 的電流內(nèi)環(huán)控制策略的研究已較成熟，但在LCL 型三電平PVMFGCI 的光伏發(fā)電系統(tǒng)中，電流內(nèi)環(huán)控制方法很難實(shí)現(xiàn)對(duì)參考電流的精準(zhǔn)跟蹤且抗干擾能力較低；此外，電流內(nèi)環(huán)控制器主要是提升系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性和電流跟蹤精度，針對(duì)PVMFGCI 的運(yùn)行機(jī)理和電能質(zhì)量治理功能的電流內(nèi)環(huán)協(xié)調(diào)控制研究卻很少。因此，綜合考慮PVMFGCI 的特殊性、電流跟蹤的精確性以及電能質(zhì)量治理的協(xié)調(diào)性，本文針對(duì)LCL 型三電平逆變器進(jìn)行研究，提出了一種滑?？刂婆c自抗擾控制（SMC+LADRC）結(jié)合的電流內(nèi)環(huán)控制策略。建立LCL 型三電平PVMFGCI在d-q旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型，設(shè)計(jì)SMC+三階LADRC 電流內(nèi)環(huán)綜合控制器，提高光伏并網(wǎng)逆變器的抗干擾能力和跟蹤精度。通過(guò)仿真實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了迭代SMC+三階LADRC 控制器的有效性，既能對(duì)參考電流精確跟蹤，又能有效抑制LCL 型三電平PVMFGCI 諧波諧振，提高并網(wǎng)電流電能質(zhì)量。

1 LCL 型三電平光伏多功能并網(wǎng)逆變器的原理和建模

1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作原理

LCL 型三電平PVMFGCI 典型控制結(jié)構(gòu)如圖1 所示，由光伏陣列、最大功率點(diǎn)跟蹤（Maximum Power Point Tracking，MPPT）、直流側(cè)電容C0、Boost 升壓電路、逆變器、LCL 濾波器、負(fù)載、驅(qū)動(dòng)電路、電流內(nèi)環(huán)控制器、電能質(zhì)量檢測(cè)模塊以及功率控制模塊等構(gòu)成。圖1 中，L1為逆變器側(cè)電感；C 為濾波電容；L2為網(wǎng)側(cè)電感；iL1為三電平并網(wǎng)逆變器輸出電流；usabc為電網(wǎng)電壓；isabc為電網(wǎng)電流；Idref、Iqref分別為給定有功電流和給定無(wú)功電流；直流輸出電壓和電流分別為u0和i0。

圖1 LCL型三電平PVMFGCI典型控制結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Typical control structure diagram of LCL three-level PVMFGCI

光伏陣列將太陽(yáng)能轉(zhuǎn)化為電能，輸出電壓、電流分別為u0和i0，經(jīng)過(guò)Boost 升壓電路將電壓抬升，直流側(cè)電容C1、C2實(shí)現(xiàn)輸出功率的解耦，三電平并網(wǎng)逆變器實(shí)現(xiàn)直-交逆變，再經(jīng)LCL 濾波器濾除高次諧波并饋入電網(wǎng)。

控制環(huán)節(jié)主要包括MPPT 控制、功能外環(huán)控制以及電流內(nèi)環(huán)控制3 個(gè)部分。電流內(nèi)環(huán)控制環(huán)節(jié)中，首先將自然坐標(biāo)系下的三相電流isabc變換成兩相靜止坐標(biāo)系下的電流iαβ，進(jìn)而在電流內(nèi)環(huán)控制器中跟蹤內(nèi)環(huán)參考電流i*，Idref，Iqref，其中i*包含d軸、q軸諧波電流分量Ihd，Ihq以及d軸、q軸負(fù)序電流分量Ind，Inq；電流內(nèi)環(huán)的輸出電流經(jīng)過(guò)驅(qū)動(dòng)電路生成驅(qū)動(dòng)信號(hào)，再送入SVPWM 調(diào)制環(huán)節(jié)從而調(diào)節(jié)逆變器的輸出電壓和電流。MPPT 控制、功能外環(huán)控制并非文中的研究重點(diǎn)，不作過(guò)多介紹。

1.2 d-q坐標(biāo)系下LCL型三電平PVMFGCI建模

從圖1 可以看出，LCL 型三電平PVMFGCI 主要由直流側(cè)穩(wěn)壓電容、三電平逆變器、LCL 濾波器構(gòu)成。三電平并網(wǎng)逆變器正常工作狀態(tài)下，逆變器每相輸出電壓分別為udc/2,0,-udc/2，共3 種電平狀態(tài)。

定義逆變器各相橋臂開(kāi)關(guān)狀態(tài)Sa,Sb,Sc為函數(shù)Sx=1,0,-1，(x=a,b,c)，每個(gè)橋臂開(kāi)關(guān)有P，O，N 3種模式。其中，P 表示開(kāi)關(guān)狀態(tài)函數(shù)1；O 表示開(kāi)關(guān)狀態(tài)函數(shù)0；N 表示開(kāi)關(guān)狀態(tài)函數(shù)-1[17]。

式中：Sx為每個(gè)橋臂的4 個(gè)功率器件Sx1～Sx4；i取值為1 和2；x取值為a，b，c。

由式（1）和式（2）可以看出，每相對(duì)應(yīng)3 個(gè)開(kāi)關(guān)狀態(tài)，因此三相共對(duì)應(yīng)27 個(gè)開(kāi)關(guān)狀態(tài)。圖2 為三電平并網(wǎng)逆變器電壓空間矢量。其中，Vi(i=0,…,26)為矢量電壓。

圖2 三電平并網(wǎng)逆變器電壓空間矢量Fig.2 Voltage space vector of three-level grid connected inverter

定義逆變器αβ坐標(biāo)系下輸出電壓的狀態(tài)方程為：

由圖1 可得LCL 型三電平PVMFGCI在d-q旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為：

式中：id2，iq2為三相并網(wǎng)電流d，q軸分量；Ud，Uq為PVMFGCI側(cè)d，q軸電壓分量；Kd，Kq為多變量、強(qiáng)耦合項(xiàng)，傳統(tǒng)的控制策略抗干擾能力差、響應(yīng)能力和跟蹤精度較低，難以滿足PV 并網(wǎng)電流內(nèi)環(huán)控制精度的需求。

2 迭代SMC+LADRC電流內(nèi)環(huán)控制

SMC 對(duì)于參數(shù)的不確定性具有很好地穩(wěn)定性和魯棒性，抗干擾能力強(qiáng)，且具有較好的靈敏性，較于其他非線性控制方法更容易實(shí)現(xiàn)，文獻(xiàn)[18]將滑?？刂埔氲鷮W(xué)習(xí)控制結(jié)構(gòu)之中，利用滑模控制算法的控制律來(lái)替代迭代學(xué)習(xí)控制律，其抗干擾性與控制精度更優(yōu)。因此，將迭代SMC 應(yīng)用于PVMFGCI 的控制中，驗(yàn)證控制策略的實(shí)用性與PV系統(tǒng)的抗干擾能力與控制精度。同時(shí)，LADRC 保留了自抗擾控制的優(yōu)良性能，將諸參數(shù)設(shè)計(jì)歸結(jié)為觀測(cè)器帶寬和控制器帶寬的整定，算法簡(jiǎn)單，易于工程實(shí)現(xiàn)。本文所研究的被控對(duì)象為L(zhǎng)CL 型三電平PVMFGCI，使用迭代SMC+三階LADRC 控制策略。為確保光伏發(fā)電系統(tǒng)的穩(wěn)定性和LCL 型三電平PVMFGCI 的響應(yīng)速度以及電能質(zhì)量治理能力，需要同時(shí)提升LCL 型三電平PVMFGCI 電流內(nèi)環(huán)動(dòng)態(tài)響應(yīng)能力和穩(wěn)態(tài)跟蹤精度。因此，文中提出一種迭代SMC+三階LADRC 電流內(nèi)環(huán)控制策略。

2.1 迭代學(xué)習(xí)控制

迭代學(xué)習(xí)控制是主流的一種控制策略，其特點(diǎn)是用前一次的控制輸出提高當(dāng)前的控制輸出，使系統(tǒng)的最終控制效果在不斷的改進(jìn)過(guò)程中逐步趨于完善[19]。圖3 是PVMFGCI 電流內(nèi)環(huán)迭代學(xué)習(xí)控制框圖。其中，yk(t)為PVMFGGI 控制輸出，yd(t)為系統(tǒng)輸出，σk(t)為第k次系統(tǒng)控制輸出誤差導(dǎo)數(shù)。

圖3 PVMFGCI迭代學(xué)習(xí)控制框圖Fig.3 PVMFGCI iterative learning control block diagram

典型的D 型迭代學(xué)習(xí)控制律如式（5）所示：

式中：uk+1(t)為第k+1 次系統(tǒng)給定輸入；uk(t)為第k次系統(tǒng)給定輸入；Φ為微分項(xiàng)系數(shù)。

迭代學(xué)習(xí)開(kāi)環(huán)控制是將第k次位置跟蹤誤差來(lái)作為修正項(xiàng)來(lái)進(jìn)行迭代學(xué)習(xí)，即：

迭代學(xué)習(xí)控制開(kāi)環(huán)控制較閉環(huán)控制簡(jiǎn)單，但存在控制精度低的問(wèn)題，文中引入SMC 策略彌補(bǔ)控制精度不足問(wèn)題。

2.2 迭代滑?？刂?/h3>

SMC 是一種非線性控制策略，由于在設(shè)計(jì)滑?？刂破鞯臅r(shí)候，其控制參數(shù)是與外界的各種因素?zé)o關(guān)，所以滑模控制的最顯著優(yōu)點(diǎn)在于其控制器具有較強(qiáng)的魯棒性[20-22]。一階SMC 會(huì)產(chǎn)生抖振現(xiàn)象，加之LCL 型濾波器會(huì)產(chǎn)生系統(tǒng)諧振問(wèn)題，使得PVMFGCI 電流內(nèi)環(huán)控制中帶來(lái)很大挑戰(zhàn)。由式（4）可以看出，LCL 型三電平PVMFGCI在d-q旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為三階系統(tǒng)，應(yīng)用三階滑?？刂剖且环N可行的解決方案，通過(guò)保持一階控制器的性能，可以顯著減少多次不期望的振蕩。

滑模面和控制律的設(shè)計(jì)是滑?？刂谱钪饕?個(gè)設(shè)計(jì)環(huán)節(jié)。在之前的滑?？刂蒲芯抗ぷ髦?，學(xué)者最常用的滑模面為式（7）所示的線性滑模面sp：

式中：η為滑模面系數(shù)且η＞0，通過(guò)η的大小可實(shí)現(xiàn)對(duì)趨零速度的調(diào)節(jié)；為控制輸出誤差；為控制輸出誤差的一階導(dǎo)數(shù)。

控制律的設(shè)計(jì)是通過(guò)對(duì)滑模面和趨近律的設(shè)計(jì)完成的，通過(guò)設(shè)定合適的趨近律參數(shù)就可以使控制系統(tǒng)中的任意一點(diǎn)在到達(dá)切換面時(shí)能夠表現(xiàn)出良好的趨近特性。所以如果趨近律設(shè)計(jì)恰當(dāng)，從一定角度來(lái)說(shuō)不但可以加快控制系統(tǒng)的趨近速度，還能減緩系統(tǒng)的抖振。文中選擇指數(shù)趨近律

式中：θ為趨近速率常數(shù)；sign(·)為符號(hào)函數(shù)；λ為趨近系數(shù)。

在理想狀態(tài)下，狀態(tài)點(diǎn)與切換面的距離與趨近速度成反比，即距離越遠(yuǎn)速度越快[21]。

根據(jù)如式（4）所示的LCL 型三電平PVMFGCI在d-q旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型，定義d軸和q軸電流內(nèi)環(huán)跟蹤誤差為：

式中：Idm(t)為d軸逆變器電流給定值；Id(t)為d軸逆變器實(shí)際電流值；Iqm(t)為q軸逆變器電流給定值；Iq(t)為q軸逆變器實(shí)際電流值。

LCL 型三電平PVMFGCI 迭代滑?？刂葡到y(tǒng)的控制框圖如圖4 所示。并網(wǎng)時(shí)的有功功率Ps和無(wú)功功率Qs由式（10）給出：

圖4 PVMFGCI迭代滑?？刂瓶驁DFig.4 PVMFGCI iterative sliding mode control block diagram

式中：udsabc，uqsabc分別為d，q軸電網(wǎng)電壓分量；Idsabc，Iqsabc分別為d，q軸電網(wǎng)電流分量。

建立理想并網(wǎng)模式，設(shè)定功率因數(shù)為1，最優(yōu)無(wú)功功率Qsref=0，最優(yōu)有功功率Psref取決于電網(wǎng)有功并網(wǎng)要求。Ps和Qs的滑動(dòng)面（sP，sQ）由式（11）確定：

Ps和Qs滑動(dòng)面的一階導(dǎo)數(shù)為：

式中：Ls為電感量；Rs為電阻量；ω1，ω2為脈沖；udsabc，uqsabc分別為d，q軸電網(wǎng)電壓分量；Idsabc，Iqsabc分別為d，q軸電網(wǎng)電流分量。

Ps和Qs滑動(dòng)面的二階導(dǎo)數(shù)為：

對(duì)式（17）兩邊求一次導(dǎo)并代入式（8），得：

由穩(wěn)定性判據(jù)可知，迭代SMC 控制器是趨于穩(wěn)定的。迭代SMC 控制策略具有可靠性、準(zhǔn)確性與控制魯棒性較好的優(yōu)勢(shì)，為了進(jìn)一步提高電流內(nèi)環(huán)控制的控制精度和跟蹤精度，結(jié)合自抗擾控制技術(shù)，提出迭代SMC+三階LADRC 電流內(nèi)環(huán)綜合控制。

2.3 迭代SMC+LADRC

線性自抗擾控制器由跟蹤微分器（Tracking Differentiator，TD）、線性擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器（Linear Extended State Observer，LESO）和線性反饋控制率（Liner Error State Feedback，LESF）3 部分組成[23-25]。從式（4）可以看出，控制對(duì)象數(shù)學(xué)模型階數(shù)為三階，對(duì)d-q軸設(shè)計(jì)三階LADRC 電流內(nèi)環(huán)控制器。三階LADRC 結(jié)構(gòu)框圖如圖5 所示。圖5中v為系統(tǒng)的輸入，x為L(zhǎng)ADRC 輸入，y為輸出，b0為系統(tǒng)對(duì)擾動(dòng)的補(bǔ)償系數(shù)。

圖5 三階LADRC結(jié)構(gòu)框圖Fig.5 Structure block diagram of third order LADRC

根據(jù)文獻(xiàn)[24]推導(dǎo)出的三階LADRC 連續(xù)域表達(dá)式GLADRC（s）進(jìn)行控制模型搭建，如下式：

式中：β1，β2，β3和β4為L(zhǎng)ESO 的觀測(cè)器增益；kP為控制器增益。

基于LCL 濾波器數(shù)學(xué)模型與PVMFGCI 迭代滑?？刂破鞣匠?，構(gòu)建迭代SMC+三階LADRC 跟蹤控制器為：

式中：ωL為L(zhǎng)CL 濾波器數(shù)學(xué)模型；K為控制器系數(shù)；T0為L(zhǎng)CL 濾波器時(shí)間常數(shù)。

已知擾動(dòng)fyp為：

總擾動(dòng)fp為：

式中：fnp為系統(tǒng)內(nèi)部擾動(dòng)。

綜上，利用迭代SMC+三階LADRC 控制誤差，不斷提高當(dāng)前的PVMFGCI 控制輸出yk(t)，使PVMFGCI 整個(gè)控制系統(tǒng)的控制效果在改進(jìn)的過(guò)程中逐步趨于完善，迭代SMC+三階LADRC 電流內(nèi)環(huán)控制框圖如圖6 所示。

圖6 迭代SMC+三階LADRC電流內(nèi)環(huán)控制框圖Fig.6 Iterative SMC+third-order LADRC current inner loop control block diagram

3 系統(tǒng)頻帶特性分析

迭代SMC+三階LADRC 系統(tǒng)輸出由跟蹤項(xiàng)、擾動(dòng)項(xiàng)和阻尼項(xiàng)組成，需要分析其頻帶特性，通過(guò)調(diào)整控制器帶寬ωc、LESO 帶寬ω0和有源阻尼系數(shù)H，控制系統(tǒng)可實(shí)現(xiàn)對(duì)PVMFGCI 的快速跟蹤能力、抗擾抑制能力和提高系統(tǒng)的魯棒性，進(jìn)而分析各參數(shù)對(duì)系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響[26-27]。取ω0為15 000～25 000 rad/s、ωc為2 500～10 000 rad/s、H為0.2～0.8，得到迭代SMC+三階LADRC 控制下PVMFGCI 輸出阻抗頻域特性分別如圖7—圖9 所示。

圖7 ω0 變化時(shí)的頻帶特性Fig.7 Frequency band characteristics when ω0 changes

由圖7 可知，當(dāng)ω0在一定范圍內(nèi)增大時(shí)，系統(tǒng)的擾動(dòng)增益逐漸減小，ω0=25 000 rad/s 時(shí)，LCL 型逆變器諧振擾動(dòng)現(xiàn)象明顯被抑制；由于迭代SMC 存在微弱抖振，在結(jié)合LADRC 協(xié)同控制時(shí)，抖振現(xiàn)象也能很好地消除。由圖8 可以看出，隨著ωc的不斷增大，整個(gè)控制系統(tǒng)的帶寬逐漸增大，動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能也趨于更優(yōu)。中頻時(shí)系統(tǒng)增益上升，導(dǎo)致PV 逆變系統(tǒng)噪聲增大，但不影響整個(gè)系統(tǒng)的諧振抑制能力與動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度。由圖9 可知，有源阻尼系數(shù)H不斷增大時(shí)，并網(wǎng)三相電流跟蹤項(xiàng)與擾動(dòng)項(xiàng)在諧振頻率左右的幅值呈減小趨勢(shì)，但諧振頻率以外的增益未產(chǎn)生很大變化，因此，H的變化僅對(duì)內(nèi)環(huán)控制系統(tǒng)的諧振產(chǎn)生影響。

圖8 ωc 變化時(shí)的頻帶特性Fig.8 Frequency band characteristics when ωc changes

圖9 H變化時(shí)的頻帶特性Fig.9 Frequency band characteristics when H changes

4 仿真驗(yàn)證

為驗(yàn)證文中所提迭代SMC+三階LADRC 電流內(nèi)環(huán)控制策略的有效性，利用實(shí)驗(yàn)室電力電子仿真軟件PLECS 搭建了LCL 型三電平PVMFGCI 仿真模型，具體的參數(shù)設(shè)定如表1 所示。圖10 為PI、LADRC、迭代SMC+LADRC 擾動(dòng)抑制能力特性對(duì)比。圖11 為0.025 s 時(shí)給定電流階躍下的迭代SMC+三階LADRC 與PI 控制的電流響應(yīng)跟蹤能力對(duì)比。

圖10 擾動(dòng)抑制能力對(duì)比Fig.10 Comparison of disturbance suppression characteristics

圖11 電流響應(yīng)跟蹤能力對(duì)比Fig.11 Comparison of current response tracking capability

表1 LCL型三電平PVMFGCI仿真參數(shù)Table 1 LCL three level PVMFGCI simulation parameter

由圖10 可知，LCL 型逆變器電流內(nèi)環(huán)利用PI控制（未加阻尼）時(shí)，諧波諧振現(xiàn)象尤為明顯，應(yīng)用三階LADRC 電流內(nèi)環(huán)控制時(shí)，諧振尖峰抑制效果好于PI 控制器，但仍需改進(jìn)其諧振抑制能力，采用文中設(shè)計(jì)的迭代SMC+三階LADRC 控制時(shí)，諧振尖峰消除，抑制效果良好且無(wú)抖振現(xiàn)象。說(shuō)明迭代SMC+三階LADRC 具有良好的電流跟蹤精度，可以達(dá)到LCL 型三電平PVMFGCI 對(duì)于并網(wǎng)電流準(zhǔn)確跟蹤的目的，同時(shí)使PV 系統(tǒng)的抗擾動(dòng)能力加強(qiáng)。

從圖11 可以看出，PI 控制下電流響應(yīng)跟蹤精度遠(yuǎn)不及迭代SMC+三階LADRC 電流環(huán)，雖然系統(tǒng)在0.05 s 左右出現(xiàn)較大波動(dòng)，但很快趨于平緩，跟蹤能力穩(wěn)定，響應(yīng)速度很快。系統(tǒng)參數(shù)設(shè)置相同的情況下，不同控制策略下的電流諧波畸變率含量如圖12 所示，PI、重復(fù)控制、改進(jìn)型重復(fù)控制、LADRC 和迭代SMC+LADRC 控制下的電流諧波畸變率分別為7.26%，5.88%，2.93%，5.33%，2.19%；顯然，迭代SMC+LADRC 控制下的電流諧波畸變率最小、改進(jìn)型重復(fù)控制次之、PI 控制下電流諧波畸變最為嚴(yán)重。綜上，通過(guò)仿真結(jié)果，驗(yàn)證了迭代SMC+三階LADRC 電流內(nèi)環(huán)控制器的良好性能。

圖12 不同控制策略下電流諧波畸變率含量Fig.12 Current harmonic distortion rate under different control strategies

5 結(jié)論

LCL 型三電平PVMFGCI 結(jié)構(gòu)復(fù)雜，存在諧波諧振問(wèn)題且電流響應(yīng)跟蹤能力和精度較差，本文針對(duì)性地提出了基于迭代SMC+三階LADRC 電流內(nèi)環(huán)綜合控制策略。分析LCL 型三電平PVMFGCI 數(shù)學(xué)模型、迭代SMC 以及三階LADRC 控制模型，構(gòu)建了迭代SMC+三階LADRC 綜合電流內(nèi)環(huán)控制器，并對(duì)所設(shè)計(jì)控制器進(jìn)行頻帶特性分析，表述了控制參數(shù)ω0，ωc，H對(duì)系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響，最后，通過(guò)仿真驗(yàn)證了所設(shè)計(jì)模型的有效性。

根據(jù)分析和仿真驗(yàn)證，得出以下結(jié)論：1）文中設(shè)計(jì)的迭代SMC+三階LADRC 控制器合理有效，控制器可以使LCL 型三電平PVMFGCI 能夠穩(wěn)定運(yùn)行，系統(tǒng)電壓電流輸出波形質(zhì)量較優(yōu)。2）迭代SMC+三階LADRC 控制器能夠較好地抑制諧波諧振，與幾種常見(jiàn)的控制策略相比，電流諧波畸變率較低，且不存在滑模抖振問(wèn)題。同時(shí)，文中設(shè)計(jì)的電流內(nèi)環(huán)控制系統(tǒng)參數(shù)整定復(fù)雜，在其他電平PVMFGCI 控制結(jié)構(gòu)的適用性上有待進(jìn)一步研究。