摘要：電動(dòng)汽車(chē)上低壓用電設(shè)備的功率日趨提高，對(duì)于車(chē)載電源轉(zhuǎn)換器的要求越來(lái)越高，采用GaN器件設(shè)計(jì)車(chē)用低壓混合供電系統(tǒng)用電源變換器更符合未來(lái)發(fā)展趨勢(shì)。文章選擇適用于低壓大電流輸出場(chǎng)合的同步整流BUCK變換器作為主電路，給出了參數(shù)選擇原則，設(shè)計(jì)控制和驅(qū)動(dòng)電路。經(jīng)損耗分析，結(jié)果表明，采用GaN器件可有效提高變換器的效率。

關(guān)鍵詞：GaN；同步整流技術(shù)；車(chē)用電源變換器；損耗分析

中圖分類(lèi)號(hào)：TM46；TN30文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

0 引言

作為交通方式的創(chuàng)新選擇，電動(dòng)汽車(chē)展現(xiàn)出高效能源利用、對(duì)環(huán)境的關(guān)愛(ài)及對(duì)未來(lái)可持續(xù)發(fā)展的特點(diǎn)，是汽車(chē)業(yè)未來(lái)發(fā)展的方向，具有廣闊的發(fā)展前景。電氣系統(tǒng)是電動(dòng)汽車(chē)的重要組成部分，可分為高電壓系統(tǒng)和低電壓系統(tǒng)。其中，通過(guò)采用14 V或48 V的直流低電壓系統(tǒng)，車(chē)輛能夠滿(mǎn)足日常低壓電器如燈具和雨刷的供電需求，同時(shí)為整車(chē)控制單元、高壓電氣設(shè)備的控制電路以及輔助組件提供穩(wěn)定的電源。

電動(dòng)汽車(chē)上低壓用電設(shè)備的功率日趨提高，14 V/48 V混合供電系統(tǒng)成為目前主要低壓供電系統(tǒng)。由于車(chē)上空間有限而且車(chē)載工況環(huán)境惡劣，對(duì)于車(chē)載電源轉(zhuǎn)換器而言，要滿(mǎn)足尺寸緊湊、輕量化、高效能、良好的密封自然散熱性能以及較高的安全標(biāo)準(zhǔn)等多方面的要求。

縱觀電力電子技術(shù)的發(fā)展，硅基功率器件的性能已接近極限。近十多年來(lái)，以氮化鎵（GaN）和碳化硅（SiC）為代表的寬禁帶功率器件——第三代電力電子器件發(fā)展迅猛。采用寬禁帶半導(dǎo)體材料制造的電力電子器件在多個(gè)方面相較于硅器件有顯著的性能優(yōu)勢(shì)，包括承受更高電壓、顯著降低通態(tài)電阻、提高導(dǎo)熱性能和熱穩(wěn)定性以及增強(qiáng)抗高溫和抗輻射能力。性能的提升在很多方面均呈指數(shù)級(jí)別。寬禁帶功率器件開(kāi)關(guān)速度更快，能以更高的開(kāi)關(guān)頻率工作，可以顯著減小變換器尺寸。因此，本文采用GaN器件設(shè)計(jì)車(chē)用低壓混合供電系統(tǒng)用電源變換器。

1 電路拓?fù)溥x擇

同步整流技術(shù)是采用通態(tài)電阻極低的MOS管來(lái)取代整流二極管，以降低損耗的技術(shù)。同步整流變換器適用于低壓大電流輸出場(chǎng)合，可提高轉(zhuǎn)換效率［1-2］。同步整流BUCK變換器作為電動(dòng)汽車(chē)用低壓混合供電系統(tǒng)用電源變換器的具體電路拓?fù)?，具體結(jié)構(gòu)如圖1所示。圖中，Vin是輸入電壓，Vo是輸出電壓。V1是GaN開(kāi)關(guān)管，V2是GaN同步整流管，Lf、Cf 分別為輸出濾波電感和輸出濾波電容。

2 主電路設(shè)計(jì)

變換器的技術(shù)指標(biāo)：輸入電壓Vin=48 V；輸出電壓Vo=14 V；輸出電流Io=5 A；最大輸出紋波電壓ΔV=200 mV；工作頻率fs=200 kHz。

2.1 開(kāi)關(guān)管選擇

由同步整流變換器的工作原理可知，V1、V2承受的最大電壓都為輸入電壓Vin。開(kāi)關(guān)管V1電流有效值為：

式中，D為占空比，D=Vo/Vin。根據(jù)經(jīng)驗(yàn)，一般取r=0.4。計(jì)算可得，Irms-V1=2.71 A。

同步整流管V2的電流有效值為：

計(jì)算可得，Irms-V2=4.23 A。

V1、V2選用GaN Systems公司的增強(qiáng)型氮化鎵晶體管GS61004B。Uds=100 V，Ids=38 A，Rds（on）=16 mΩ。

2.2 濾波電感的設(shè)計(jì)

電感紋波電流即電感電流波形中峰峰值，一般要求小于輸出電流的20%，當(dāng)電感波紋電流取最大值ΔIo=0.2Io時(shí)，輸出濾波電感應(yīng)滿(mǎn)足：

計(jì)算可得，Lf=49.58 μH。

2.3 濾波電容的選擇

濾波電容工作在周期性充、放電狀態(tài)，為滿(mǎn)足輸出紋波電壓要求，輸出濾波電容應(yīng)滿(mǎn)足：

計(jì)算可得，Cf=3.13 μF。實(shí)際應(yīng)用中，考慮寄生參數(shù)的影響，選用的電容值應(yīng)該要比計(jì)算的電容值大，取100 μF/25 V電解電容和1 μF高頻電容并聯(lián)使用。

3 控制驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)

3.1 控制電路

采用SG3525控制芯片和4049反相器提供兩路互補(bǔ)的PWM控制信號(hào)PWMH和PWML。

3.2 驅(qū)動(dòng)電路

V1、V2的驅(qū)動(dòng)電路采用LM5113驅(qū)動(dòng)芯片，如圖2所示［3-4］。圖中，C1為電源VDD的濾波電容，C2為自舉電容。Rg（on）、Rg（off）分別為柵極開(kāi)通、關(guān)斷驅(qū)動(dòng)電阻，R1、R2分別為V1、V2的柵極電阻。本設(shè)計(jì)Rg（on）和Rg（off）分別取10 Ω和1 Ω。

4 開(kāi)關(guān)管的損耗計(jì)算

4.1 開(kāi)關(guān)損耗

開(kāi)關(guān)管的柵極驅(qū)動(dòng)損耗、開(kāi)啟與關(guān)斷損耗以及電容損耗均由高頻開(kāi)關(guān)導(dǎo)致。GaN HEMT不同于MOSFET和共源共柵GaN器件，由于其無(wú)須依賴(lài)體二極管而利用二維電子氣進(jìn)行導(dǎo)電，從而避免了反向恢復(fù)損耗問(wèn)題。這些損耗可以在開(kāi)關(guān)損耗分析中一并考慮。

在每個(gè)周期，驅(qū)動(dòng)芯片都需要對(duì)柵源極間電容Cgs和柵漏極間電容Cgd進(jìn)行充放電。所以，V1和V2的柵極驅(qū)動(dòng)損耗分別為：

Pg1=Qg1·ugs·fs（5）

Pg2=Qg2·ugs·fs（6）

式中：Qg1、Qg2分別為V1、V2的柵極電荷；ugs為柵極驅(qū)動(dòng)電壓。

在開(kāi)啟開(kāi)關(guān)管時(shí)，首先柵極驅(qū)動(dòng)芯片需要先對(duì)Cgs進(jìn)行充電，當(dāng)充電電荷量達(dá)到Qgs1（Qgs1=QG（th）時(shí)，ugs從零開(kāi)始上升到閾值電壓Uth，這個(gè)階段幾乎沒(méi)有漏電流流過(guò)器件，因此沒(méi)有損耗產(chǎn)生。接著，繼續(xù)充電到米勒平臺(tái)電壓Up1，充電電荷量為Qgs2（Qgs2=Qgs-Qgs1），此階段產(chǎn)生的損耗為Pon1。隨后，Cgd開(kāi)始放電，ugs維持在Up1，放電電荷量為Qgd，此階段漏源極間電壓由uds減為0，產(chǎn)生的損耗為Pon2。因此，總的開(kāi)啟損耗可以表示為兩個(gè)階段損耗之和［1］：

同理，關(guān)斷過(guò)程所產(chǎn)生的損耗為：

GaN HEMT開(kāi)關(guān)管輸出電容Coss為柵源極間電容Cgs和漏源極間電容Cds之和，在開(kāi)關(guān)過(guò)程中，這兩個(gè)電容的損耗為：

Poss=0.5U2dsCoss·fs（9）

GaN HEMT開(kāi)關(guān)管V1的開(kāi)關(guān)損耗為：

Psw-V1=Pg1+Pon+Poff+Poss（10）

同步整流管V2可以實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)關(guān)，其開(kāi)關(guān)損耗可以忽略不計(jì)。

4.2 通態(tài)損耗

在Buck變換器中，當(dāng)工作在連續(xù)電流模式下時(shí)，電感電流傅里葉級(jí)數(shù)為：

在開(kāi)通過(guò)程中，V1、V2由于導(dǎo)通電阻Rds（on）產(chǎn)生了導(dǎo)通損耗。流經(jīng)器件的電流包括直流負(fù)載電流（平均值為Io）和紋波電流（有效值為Io-ac）兩部分。

因此，V1的通態(tài)損耗可以表示為：

Pc-V1=（I2o+I2o－ac）Rds（on）1D（12）

由于V2與V1在Buck變換器的工作中是互補(bǔ)的，因此他們的導(dǎo)通和關(guān)斷過(guò)程是相反的。V2的導(dǎo)通和關(guān)斷損耗可以使用與V1相同的公式進(jìn)行計(jì)算：

Pc-V2=（I2o+I2o－ac）Rds（on）2（1-D）（13）

為了避免Buck變換器中兩個(gè)開(kāi)關(guān)管同時(shí)開(kāi)啟而導(dǎo)致的電路穿通，通常會(huì)設(shè)置一定的死區(qū)時(shí)間tsd。在這段時(shí)間內(nèi)，變換器的電流仍在繼續(xù)流動(dòng)，但此時(shí)V2將會(huì)反向?qū)ǎa(chǎn)生一定的反向?qū)〒p耗，類(lèi)似于MOSFET中的體二極管效應(yīng)［1］。其反向?qū)〒p耗為：

Psd-V2=Usd·Ids（off）·tsd·fs（14）

式中，Usd為V2反向?qū)▔航怠?/p>

4.3 開(kāi)關(guān)管的損耗

V1的損耗：

PV1=Pc-V1+Psw-V1（15）

V2的損耗：

PV2=Pg1+Pc-V2+Psd-V2（16）

經(jīng)計(jì)算，V1、V2的總損耗為0.67 W。若采用Si材料的MOSFET（以Infineon公司IRF3007s為例），經(jīng)計(jì)算可得總損耗為1.02 W。對(duì)比可得，GaN HEMT具有極間電容小、柵極電荷少的特點(diǎn)，開(kāi)關(guān)管的損耗更低，可有效提高變換器的效率。

5 結(jié)語(yǔ)

由于電動(dòng)汽車(chē)對(duì)環(huán)境友好，其應(yīng)用前景被廣泛看好。為適應(yīng)電動(dòng)汽車(chē)的低壓供電功率不斷提高的需求，本文介紹低壓混合供電系統(tǒng)用電源變換器的設(shè)計(jì)。變換器采用基于GaN器件的同步整流降壓變換器，設(shè)計(jì)包括GaN器件的選型、控制和驅(qū)動(dòng)電路。詳細(xì)分析開(kāi)關(guān)管損耗，采用GaN器件可有效提高變換器的效率，車(chē)載電源變換器必須滿(mǎn)足體積小、重量輕、效率高等要求，符合未來(lái)發(fā)展的趨勢(shì)。

參考文獻(xiàn)

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Analysis and design of vehicle power converter based on GaN devices

CaiJiahao， MaZongming， WangJiangang*

（Department of Electrical Engineering，Yancheng Institute of Technology， Yancheng 224051， China）

Abstract： The power of low-voltage electrical equipment on electric vehicles is increasing day by day， and the requirements for on-board power converters are becoming higher and higher. The use of GaN devices to design power converters for low-voltage hybrid power supply systems for vehicles is more in line with future development trends. The main circuit selects a synchronous rectification BUCK converter suitable for low-voltage and high-current output applications. The parameter selection of the converter is provided， and the control and drive circuits are designed. Switching loss analysis is also conducted， result proves that GaN devices can effectively improve the efficiency of the converter.

Key words： GaN; synchronous rectification technology; vehicle power converter; loss