摘要：針對傳統(tǒng)換能器驅(qū)動電路帶換能器負載和不帶負載時壓差過大的問題，提出了一種新的換能器驅(qū)動電源。在分析和推導補償拓撲的基礎上，使用LCC補償網(wǎng)絡的輸出與負載無關特性和后級電路諧振匹配網(wǎng)絡設計使帶空載時阻抗角接近0°，實現(xiàn)高升壓比和低壓差。通過對一款40 kHz的換能器進行仿真和實驗驗證了方案的可行性，在高升壓比的情況下，使換能器的壓差降低至90 V，達到了減少壓差的效果。

關鍵詞：超聲波電源；LCC補償網(wǎng)絡；低壓差；高升壓比

中圖分類號：TB552

文獻標志碼：A 文章編號：1672-4348（2023）01-0084-06

Drive of LCC resonant ultrasonic transducer with high boost ratio

WU Ke， HUANG Xiaosheng， LIN Yongshu

（School of Electronic， Electrical Engineering and Physics， Fujian University of Technology， Fuzhou 350118， China）

Abstract： In order to solve the problem of excessive pressure difference between traditional transducer drive circuit with and without transducer load， a new transducer drive power supply was proposed. Based on the analysis and derivation of the compensation topology， the output of the LCC compensation network independent of the load and the resonant matching network of the later stage circuit was designed to make the impedance angle close to 0° with no load to achieve high boost ratio and low dropout. The feasibility of the scheme was verified by simulation and experiment on a 40 kHz transducer. In the case of high boost ratio， the pressure difference of the transducer is reduced to 90 V， which achieves the effect of reducing the pressure difference.

Keywords： ultrasonic power supply; LCC compensation network; low pressure difference; high boost ratio

收稿日期：2022-10-16

基金項目：福建省自然科學基金項目（2022J01949）; 福州市科技計劃項目（2021-P-051）

第一作者簡介：吳軻（1999—），男，福建龍巖人，碩士研究生，研究方向：超聲波換能器高頻高壓驅(qū)動。

通信作者：黃曉生（1986—），男，福建南安人，副教授，博士，研究方向：無線電能傳輸技術、電力電子高頻電磁技術等。

超聲波的非電離特性使其可以安全地用于人體，從而可以應用于傳統(tǒng)的壓電式換能器， 基于超聲波的傳感技術因此也應用廣泛^[1]。驅(qū)動電路是超聲波測量系統(tǒng)的基礎，當驅(qū)動電路的工作頻率和換能器工作頻率一致時，會與換能器產(chǎn)生共振，從而發(fā)出高頻的超聲波，以達到實際測量的目的^[2]。為了將超聲波換能器更加有效地應用于精密工程領域，學術界針對超聲波驅(qū)動電源性能的提高展開了諸多研究^[3]。

文獻[4]使用一級電壓放大電路和一級功率放大電路組成了換能器驅(qū)動電路，通過調(diào)諧匹配使換能器等效阻抗近視為電阻，對變壓器參數(shù)進行設計，使功率放大電路的效率最高。文獻[5]采用電流反饋型運算放大器進行電壓放大，使用多級三極管組成互補推挽電路進行電流放大并且分散功耗，保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性。文獻[6]使用STM32作為主控芯片，使用4個IGBT組成全橋逆變電路進行驅(qū)動，由于芯片不能直接驅(qū)動IGBT開通和關斷，又設計了自舉電路使全橋電路正常運行。文獻[7]使用了E類逆變器進行驅(qū)動，并在調(diào)節(jié)諧振電路參數(shù)值后，實現(xiàn)了功率MOSFET在零電壓下導通；功率MOSFET的電流和電壓波形在切換時間間隔內(nèi)不重疊，開關損耗幾乎為零，效率較高。文獻[8]～[10]使用的是三極管放大電路，文獻[1]使用MOS管放大電路，主要是利用開關管的開關作用將方波信號進行放大，并經(jīng)由變壓器和簡單的補償電路構(gòu)成了驅(qū)動電源。

上述研究提到的拓撲各有優(yōu)劣，但沒考慮到帶空載壓差對驅(qū)動電源的影響，大多拓撲輸出電壓不高，升壓比很低。本研究使用LCC補償拓撲，在變壓器后級進行諧振阻抗匹配，以實現(xiàn)高升壓比，并解決因原邊電流瞬時功率變化大而引起的帶載和空載功率差距大的問題，使驅(qū)動器在帶載和空載時壓差較小。

1 驅(qū)動電源拓撲分析

1.1 超聲波換能器驅(qū)動拓撲

圖1為提出的超聲波換能器驅(qū)動拓撲。Q₁～Q₄是全橋逆變電路的4個功率MOSFET，L₁和L₂分別是變壓器的原邊線圈和副邊線圈，L_P、C_P和C₁是原邊線圈的補償電感和補償電容，M是變壓器的互感，R_L和C_L為換能器串聯(lián)等效阻抗，R_comp和C_comp為檢測支路阻抗。

圖1中，二極管D₁～D₄用于回波檢測，該超聲波換能器為收發(fā)一體換能器。當換能器處于發(fā)射狀態(tài)時電壓較大，故可將正反并聯(lián)的二極管當做短路；當換能器處于接收狀態(tài)時，二極管D₁、D₂導通，回波電壓可由檢測支路上的D₃、D₄進行較好的檢測。

將全橋逆變電路的輸出等效為U_AB，其簡化等效電路如圖2所示。該阻抗匹配網(wǎng)絡有3個諧振環(huán)路，LCC補償拓撲的兩個諧振腔使得變壓器的原邊電流接近恒定，解決了使用傳統(tǒng)拓撲時變壓器原邊電流瞬時功率變化大而導致的壓差過大的問題。后級的諧振腔使得阻抗角幾乎為0°，依賴于LCC補償拓撲良好的恒壓輸出特性，使得高升壓比和空載低壓差得以實現(xiàn)。換能器處的諧振匹配網(wǎng)絡原理如圖3所示。

如圖3所示，Z_L為固定的變壓器副邊感值，使得Z_L滿足空載與帶載時后級相位角均接近0°，從而降低阻抗相角變化對前端逆變輸出的影響。Z_open為空載時電阻R_comp和電容C_comp的總阻抗，Z_{open_sum}為Z_open與變壓器副邊Z_L的總阻抗。Z_load為帶載時換能器等效R_L與C_L以及電阻R_comp和電容C_comp的總阻抗，Z_{Load_sum}為Z_load與變壓器副邊Z_L連接在一起的總阻抗。根據(jù)圖3可知空載與帶載電壓滿足：

由式（1）可知，換能器諧振匹配網(wǎng)絡的設計在理論上可使得空載電壓低于帶載電壓，但在實際電路中，由于帶載和空載功率差距大，變壓器原邊側(cè)電流在帶載時電流會降低，導致空載電壓大于帶載電壓。利用LCC-S補償網(wǎng)絡的恒壓恒流輸出特性，可進一步降低空載與帶載之間的壓差，并通過降低元件ESR實現(xiàn)帶載電壓與空載電壓相近。

1.2 LCC-S補償網(wǎng)絡

補償網(wǎng)絡的設計有3個需求：拓撲結(jié)構(gòu)盡量簡單，使用的元器件盡可能少；接收側(cè)反射阻抗經(jīng)過變壓器和補償網(wǎng)絡后，不改變阻抗的相位；補償網(wǎng)絡的參數(shù)不受負載的影響，即具有負載不相關性。

對稱T型和π型補償網(wǎng)絡可以從輸入電壓/電流源獲得與負載無關的輸出電流/電壓^[11]，其輸入阻抗角為0°，非常適用于能量傳輸系統(tǒng)，且在此基礎上可以衍生出各種補償拓撲。

LCC-S拓撲具有許多優(yōu)點：接近零的無功功率增加了效率^[12]；輸出電壓與輸入電壓的比值可以通過改變補償電感的值來調(diào)節(jié)，并且與負載無關；與傳統(tǒng)S型補償相比，主側(cè)T型網(wǎng)絡靈敏度較低，降低了設計難度^[13～14]。

LCC-S補償網(wǎng)絡有3個諧振回路，如圖2所示，副邊阻抗Z₂為：

其中，C_eq和R_eq為換能器等效R_L與C_L以及電阻R_comp和電容C_comp并聯(lián)后的等效值。

補償網(wǎng)絡的負載經(jīng)過耦合線圈后，反射到原邊的阻抗Z_2eq為：

則LCC-S補償網(wǎng)絡的輸入阻抗Z_in如式（4）所示，每個諧振回路都工作相同的諧振頻率下，諧振頻率等于該驅(qū)動電源的工作頻率，此時的效率最高，即可得到LC之間的關系式如式（5）。

由式（6）可得，當3個諧振回路的諧振頻率相等時，LCC-S補償網(wǎng)絡不會改變等效負荷的相位，只改變其幅值，且其改變幅值的比例由補償電感和耦合系數(shù)決定^[15]。

原邊線圈經(jīng)過LCC補償后，根據(jù)諾頓等效，流過原邊線圈的電流i_in的幅值為：

LCC-S補償網(wǎng)絡的電壓增益G為：

從式（6）可得，該電路的輸入阻抗是阻性的，因此輸入無功功率為零。從式（8）可得，補償網(wǎng)絡的電壓增益只與耦合系數(shù)和補償電感L_p有關。

本研究使用LCC-S補償電路對超聲波換能器驅(qū)動電源進行補償，主要有以下優(yōu)點：

第一，對換能器進行調(diào)諧匹配，超聲波換能器工作在串聯(lián)諧振頻率時，等效為靜態(tài)電容與動態(tài)電阻并聯(lián)，經(jīng)過調(diào)諧后的等效電路對外呈現(xiàn)純阻性特征。

第二，使驅(qū)動電源實現(xiàn)變壓器的原邊恒流和副邊恒壓。驅(qū)動電源在接入換能器后功率變大，驅(qū)動電源原邊電流會降低，從而產(chǎn)生壓差，而原邊恒流特性將使驅(qū)動電源在帶載和空載時的壓差變小。

1.3 高頻變壓器設計

匹配網(wǎng)絡及其高頻變壓器的設計是為了提供濾波與阻抗匹配，調(diào)節(jié)電壓/電流增益。高頻變壓器的設計取決于所采用的諧振網(wǎng)絡、激勵類型。諧振匹配形式?jīng)Q定了電壓/電流增益特征。理論上，補償電感L_p的值越低，變壓器原邊電流越大，輸出電壓也越大。實際的輸出電壓增益還會受L_p的Q值及MOSFET的導通電阻影響。

超聲波電源屬于高頻開關電源，其輸出頻率會在主頻范圍來回波動，因此在波動范圍內(nèi)需要盡可能減少磁芯材料的損耗，包括磁滯損耗、渦流損耗等。在設計磁芯時，應該選擇高耐溫性、高磁導率的磁芯材料。高頻變壓器的磁芯材料選擇軟磁鐵氧體，其生產(chǎn)方法為粉末冶金法。該材料的磁導率相比于坡莫合金的磁導率較低，但是其電阻率較高，在高頻應用的場合中，可以實現(xiàn)非常小的磁芯損耗，同時該材料由于未使用鎳等稀缺金屬也可以實現(xiàn)良好的磁導率，且粉末冶金技術相對成熟，因此軟磁鐵氧體具有較低的成本。經(jīng)過對磁芯損耗及成本方面的對比，本次設計選擇EE型結(jié)構(gòu)的軟磁鐵氧體磁芯，具有結(jié)構(gòu)簡易、熱穩(wěn)定性好、成本低等特點。

變壓器工作在諧振模式即非安匝平衡模式，需要開氣隙進行儲能。在初步設計時，變壓器磁芯的磁通密度峰值可通過原副邊電流峰值、磁芯A_e、匝數(shù)進行估算，并根據(jù)實測電流波形對匝比、氣隙、磁芯型號進行調(diào)整。變壓器設計為防止磁芯飽和，根據(jù)工作頻率選擇PC40磁芯材料。由于換能器是間歇工作，周期性發(fā)射超聲波，對于損耗密度不敏感，因此磁通密度幅值B_m可放寬至250 mT左右。

使用AP法進行磁芯選擇公式如式（9）所示：

換能器工作在1.2 kV時功率約為150 W，正弦激勵時波形系數(shù)K_f取1.111，面積利用系數(shù)由于使用漆包線繞制，K_u取0.3，B_ac可取0.25 T，J_rms可取200～400 A/cm²。根據(jù)超聲波電源工作頻率和AP法公式的計算結(jié)果，可以初步選取磁芯型號PC40，考慮留有一定裕量，選取EE25的鐵氧體磁芯。

2 仿真分析

在仿真實驗中，直流側(cè)母線電壓設置為24 V，工作頻率設置為40 kHz，超聲波換能器的串聯(lián)阻抗可近似等效為6.681 nF的電容和820 Ω的電阻串接在一起。進行參數(shù)掃描仿真，根據(jù)仿真結(jié)果驗證不同參數(shù)對結(jié)果的影響進行迭代優(yōu)化，找到最優(yōu)參數(shù)配置。

改變變壓器耦合系數(shù)對換能器電壓峰峰值的影響如圖4所示。由式（8）可知，LCC補償拓撲的電壓增益與耦合系數(shù)成正比，而仿真結(jié)果也證實了，隨著耦合系數(shù)的增大，輸出電壓峰值增大，但壓差也隨之增大。在實際繞制中，改變耦合系數(shù)通常的方法為增加原副邊線圈絕緣層的厚度，考慮到面積利用系數(shù)，磁芯窗口面積以及換能器工作電壓的限制，故在實驗中選取耦合系數(shù)k為0.95、0.99進行測試。

改變補償電感參數(shù)對換能器電壓峰峰值的影響如圖5所示。從圖5和式（8）可知，電壓增益主要由補償電感和變壓器耦合系數(shù)決定，電壓增益與補償電感成反比，與耦合系數(shù)成正比，通過將感值選取到最優(yōu)值進而調(diào)整輸出電壓及壓差。補償電感選取2、11 μH進行對比實驗。

改變變壓器原邊線圈和補償電感的ESR對輸出電壓的影響如圖6所示。由圖6可知，當電阻降低時，其輸出電壓幅值增大，輸出電壓受原邊電流的影響較大，可采用較粗線徑或多股導線繞制以降低內(nèi)阻，在很大程度上提高電路的電壓增益。

在k=0.95，L_p=11 μH，L₁=47 μH，L₂=1.183 mH，R_comp=2 kΩ，C_comp=14.7 nF時得出的仿真輸出波形如圖7所示。

3 實驗驗證

根據(jù)以上兩章分析及仿真，繪制了硬件版圖，加工出印刷電路板，進行焊接，繞制補償電感和變壓器，調(diào)試整個超聲波驅(qū)動電路板。實驗裝置包括提供直流側(cè)母線電壓的直流源，全橋逆變電路的觸發(fā)源由波形發(fā)生器提供，超聲波換能器驅(qū)動電壓波形由示波器測得。超聲波換能器驅(qū)動電源PCB板主要由全橋逆變電路，補償電感L_P，補償電容C_p，補償電容C₁，高頻變壓器組成。

使用EE-25變壓器對圖5及1.2節(jié)分析補償電感對電路的影響進行驗證，變壓器參數(shù)如表1所示。根據(jù)圖6，使用Litz線進行繞制以減小補償電感的ESR，繞制2 μH和11 μH兩個補償電感進行實驗，測得的電壓波形分別如圖8、圖9所示。補償電感為2 μH時，壓差高達1 kV，而補償電感為11 μH時，壓差降至270 V，正弦度也有所提升，驗證了仿真中對于補償電感改變的趨勢，故選擇11 μH作為驅(qū)動電源的補償電感。

使用EE-20骨架重新繞制變壓器對圖4及1.2節(jié)分析耦合系數(shù)對電路的影響進行驗證，變壓器參數(shù)見表1，此時電路中其他參數(shù)為L_p=11 μH，R_p=40 mΩ，R_comp=2.0 kΩ，C_comp=14.7 nF，由于帶載與空載時副邊電感L₂都能與后級電路實現(xiàn)近似零相位，而LCC-S良好的恒壓輸出特性可降低帶載與空載之間的壓差，仿真和實驗可驗證得出該方案的可行性。在耦合系數(shù)降低時，其輸出正弦度會更優(yōu)，但在實際繞制變壓器匝數(shù)變多，ESR增大等問題，從而導致其輸出電壓降低。最終的輸出波形如圖10所示，實現(xiàn)帶載1.2 kV工作和帶空載壓差90 V。

4 結(jié)論

本研究在考慮換能器工作在特殊工況下，對驅(qū)動器進行保護以及防止電磁干擾，解決驅(qū)動電源在空載時電壓過高損壞元件的問題，提出了基于LCC補償網(wǎng)絡和諧振阻抗匹配的超聲波換能器驅(qū)動拓撲，經(jīng)過分析驗證，得出以下結(jié)論：

1）通過仿真分析驗證了LCC拓撲良好的恒壓輸出特性和原邊電流恒定的特性，解決了帶空載時原邊電流變化大導致的壓差問題，并通過諧振阻抗匹配，使得帶空載時阻抗角都接近0°。

2）實際測試證明該換能器驅(qū)動電源可以在24 V直流輸入下實現(xiàn)帶載1.2 kV和帶空載壓差控制在90 V，實現(xiàn)了高升壓比和空載低壓差。

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（責任編輯：方素華）