董煒峰，張洪博，王絡(luò)文

（黃山學(xué)院信息工程學(xué)院，安徽黃山，245000）

1 大功率開關(guān)電源發(fā)展歷程及現(xiàn)狀

隨著信息時(shí)代的來臨，特別是對(duì)高壓、高溫及大功率器件的需求，以GaN 等寬禁帶半導(dǎo)體為代表的第三代半導(dǎo)體材料受到了廣泛關(guān)注。由于GaN 材料化學(xué)鍵能高，材料的物理化學(xué)性能穩(wěn)定，不易受外來的物理、化學(xué)作用的影響，再加上器件結(jié)構(gòu)的特點(diǎn)，使得GaN 器件的抗輻照能力比GaAs 器件更好。其優(yōu)異的特性主要表現(xiàn):高耐壓能力、高溫運(yùn)行能力、高電流密度、高速開關(guān)能力和低導(dǎo)通損耗。

開關(guān)電源自20 世紀(jì)70 年代突破20kHz 以來，隨著技術(shù)的進(jìn)步，其產(chǎn)品的頻率一路飆升到500kHz～1MHz。目前國際上都在致力于MHz 級(jí)的高頻開關(guān)電源的研究，我國在這方面的研究也已經(jīng)取得了一定的成果。

傳統(tǒng)的串聯(lián)穩(wěn)壓電路主要通過調(diào)節(jié)晶體管分擔(dān)的壓降來獲得穩(wěn)定的電壓，所以線性電源穩(wěn)壓范圍受限，晶體管的功耗會(huì)讓線性電源的效率做不上去，一般效率為50%左右。開關(guān)電源主要通過對(duì)MOSFET 一定頻率的開關(guān)實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定的電壓輸出，由于MOSFET 工作在開關(guān)狀態(tài)，就不存在線性電源晶體管功耗過大現(xiàn)象，所以效率較高，一般可以做到90%以上。對(duì)應(yīng)的頻率越高，器件體積變小，從而實(shí)現(xiàn)開關(guān)電源的體積小，質(zhì)量輕。相對(duì)于開關(guān)電源，線性電源較為簡(jiǎn)單，但對(duì)于效率至關(guān)重要的場(chǎng)合，開關(guān)電源展現(xiàn)了至關(guān)重要的優(yōu)勢(shì)。

開關(guān)電源的拓?fù)湟话惴譃楦綦x型和非隔離性兩種，隔離型拓?fù)湟话阌姓ぁ⒎醇?、半橋、全橋等，非隔離型拓?fù)湟话阌蠦UCK、BOOST、BUCK-BOOST 等。按照開關(guān)電源主電路拓?fù)涞墓ぷ餍再|(zhì)一般分為三類：硬開關(guān)PWM 技術(shù)；諧振變換技術(shù)；軟開關(guān)PWM 技術(shù)。

（1）硬開關(guān)PWM 技術(shù)

由于功率半導(dǎo)體器件在開關(guān)的過程，電壓和電流存在重疊部分，即產(chǎn)生功耗，當(dāng)開關(guān)頻率增加，開關(guān)損耗就會(huì)上升，開關(guān)電源的效率就會(huì)下降，而且過程中產(chǎn)生的熱量對(duì)器件本身性能也有一定的影響。

（2）諧振變換技術(shù)

通過諧振變換技術(shù)可以實(shí)現(xiàn)功率半導(dǎo)體器件的零電壓開通，零電流關(guān)閉，這樣一來就減少了開關(guān)損耗，提高效率。但是諧振變換技術(shù)中工作在變頻控制方式下，存在控制復(fù)雜的問題；另外，在諧振變化技術(shù)中存在較大的電路循環(huán)能量，引起較高的額功率開關(guān)器件的電壓應(yīng)力[3]。

（3）軟開關(guān)PWM 技術(shù)

軟開關(guān)具有諧振變換技術(shù)的零電壓開啟和零電流關(guān)斷的低開關(guān)損耗的優(yōu)點(diǎn)，而且在PWM 狀態(tài)下，能夠降低功率器件導(dǎo)體的開關(guān)應(yīng)力，驅(qū)動(dòng)電路也相對(duì)簡(jiǎn)單。軟開關(guān)技術(shù)的發(fā)展，使得開關(guān)電源有了高頻化，體積的縮減的變化。

2 開關(guān)電源電路設(shè)計(jì)

2.1 倍增整流電路設(shè)計(jì)

倍流整流電路如圖1 所示，變壓器副邊輸出高頻方波。當(dāng)變壓器的副邊電壓為正時(shí)，電流通過L1、電容C 和負(fù)載、二極管D2 再到達(dá)副邊；當(dāng)變壓器的副邊電壓為負(fù)時(shí)，電流通過L2、電容C 和負(fù)載、二極管D1 再到達(dá)副邊。經(jīng)過倍流整流，高頻方波整流輸出直流電壓。當(dāng)副邊電壓為零時(shí)，此階段稱為死區(qū)，用于L1 和L2 的續(xù)流。

圖1 倍增整流電路

2.2 同步整流電路設(shè)計(jì)

2.2.1 同步整流技術(shù)的介紹

同步整流電路主要用MOSFET 代替整流二極管，低壓大電流的場(chǎng)合，主要損耗在于二極管的導(dǎo)通壓降，而MOSFET 導(dǎo)通電阻帶來的導(dǎo)通壓降較小，這樣極大的降低了功耗，提高效率。

圖2 整流二極管和功率MOSFET 電路符號(hào)圖

2.2.2 同步整流的原理

同步整流電路如圖3 所示。實(shí)現(xiàn)同步整流管的柵源極之間的驅(qū)動(dòng)信號(hào)與同步整流的漏源極之間開關(guān)同步的方法。當(dāng)MOSFET 沒有工作時(shí)，MOSFET 的體二極管可以代替整流二極管，但是性能比不上整流二極管。在MOSFET 的體二極管導(dǎo)通，同時(shí)再給MOSFET 提供驅(qū)動(dòng)信號(hào)，在反向電壓到來之前關(guān)斷MOSFET，這樣MOSFET 就是零電壓開關(guān)，MOSFET 的開關(guān)損耗大大降低，提高了效率。

圖3 同步整流電路

2.2.3 同步整流MOSFET 管

MOSFET 分N 溝道和P 溝道兩種,即NMOS 和PMOS，如圖4 所示，漏極和源極之間有一個(gè)寄生二極管。MOSFET的極間電容是非常重要的知識(shí)點(diǎn)，對(duì)MOS 管的驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)有很大的幫助，MOSFET 的三個(gè)極間電容：

圖4 MOSFET 示意圖

（1）Input Capacitance

將漏極源極短接，用交流信號(hào)測(cè)得柵極和源極之間的電容，當(dāng)輸入電容充電致閾值電壓時(shí)器件才能開啟，放電到一定值時(shí)才可以關(guān)斷，對(duì)器件的開關(guān)有直接的影響。

（2）Output Capacitance

將柵極源極短接，用交流信號(hào)測(cè)得的漏極和源極之間的電容。

（3）Reverse transfer capacitance

在源極接地的情況下，測(cè)得漏極和柵極之間的電容，反向傳輸電容等同于柵漏電容。反向傳輸電容也叫米勒電容，對(duì)于開關(guān)時(shí)間來說是一個(gè)重要的參數(shù)。

2.3 半橋倍 流 整 流電路設(shè)計(jì)

半橋倍 流 整 流結(jié) 構(gòu)如圖5 所示，IN+為主電路的直流輸入電壓，C1 為輸入電源的輸入電容，C2 和C3 主要用于給變壓器T1 的原邊的負(fù)向端 提供一個(gè)電 位。Q1 和Q2 構(gòu)成一個(gè)半橋結(jié) 構(gòu)，兩個(gè)驅(qū)動(dòng)信號(hào)是具有一定死區(qū)時(shí)間的互 補(bǔ)信號(hào)，Q3 和 Q4 用于同步整流。L1 和 L2 是 輸出 濾 波電 感，C4 和C5 是 輸出濾 波 電容。

圖5 半橋倍流同步整流電路圖

2.4 半橋變換器的原理

C2 和C3 若為同規(guī)格的 電容，當(dāng)輸入電壓為Vin 時(shí)，則C3 能夠分得一半的 輸入電壓，即變壓器的原邊的負(fù)端電位為Vin/2，此點(diǎn)電位可以通過串聯(lián)電阻分壓實(shí)現(xiàn)。

初始上電，如圖6 所示，Q1、Q4 開通， Q2、Q3 截止。則Q2 的漏極電壓為Vin，即變壓器的原邊為正，則變壓器的 副邊 為正，即經(jīng)過L1，負(fù)載和Q4 到 變壓器的副邊形成一個(gè)回路，電感L1 電流 增大。

圖6 初始上電信號(hào)流向圖

第二階段，如圖7 所示，Q1、Q2 截止，Q3、Q4 開通，此階段稱為死區(qū)，初次上電L2 未進(jìn)行充電，此階段L2 沒有 續(xù)流回路，主要是電感L1 進(jìn)行續(xù)流。對(duì)應(yīng)變壓器的 原邊的電壓 為零，則變壓器的副邊電壓也為零，電感L1通過負(fù)載、Q3 形成一個(gè)續(xù)流回路，此時(shí)電感L1 電流減小。

圖7 第二階段信號(hào)流向圖

第三階段，如圖8 所示，Q1 、Q4 截止，Q2、 Q3 開通。則Q2 的漏極被下拉到地，變壓器的原邊電壓為負(fù)，變壓器的副邊也為負(fù)，通過L2 經(jīng)負(fù)載、Q3 到變壓器的的副邊形成一個(gè)回路，電感L2 的電流增大，電感L1 仍通過續(xù)流回路進(jìn)行續(xù)流，即繼續(xù)減小。

圖8 第三階段信號(hào)流向圖

第四階段，如圖9 所示，Q1、Q2 截止，Q3、Q4 開通，此時(shí)對(duì)應(yīng)的死區(qū)期間，兩個(gè)電感 各自對(duì)應(yīng)自己的續(xù)流回路，電感L1 和L2 的電流都減小。

圖9 第四階段信號(hào)流向圖

下一階段和第二階段相同，只是增加了一個(gè)電感L2 的 續(xù)流回路。然后依次循環(huán)。對(duì)應(yīng)波形變化如圖10 所示。

圖10 半橋倍流整流波形圖

3 半橋驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)

采用增強(qiáng)型GaN FET 提供集成功率半橋驅(qū)動(dòng)電路結(jié)構(gòu)圖及引腳圖如圖11 所示。兩個(gè)輸入端，HI 為驅(qū)動(dòng)器高側(cè)控制輸入，LI 為驅(qū)動(dòng)器低側(cè)控制輸入，內(nèi)部和VCC 相連接的有一個(gè)欠壓保護(hù)和一個(gè)過壓鉗位電路，鉗位電路主要用來限制自舉電路電壓，確保高端柵極驅(qū)動(dòng)器驅(qū)動(dòng)電壓不會(huì)過超過5.4V。MOSFET 的前級(jí)驅(qū)動(dòng)是PMOS 和NMOS 組成的推挽電路，上NMOS 驅(qū)動(dòng)需要自舉方式，自舉電容需要在上NMOS 驅(qū)動(dòng)之前完成充電。

圖11 半橋驅(qū)動(dòng)電路內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖

4 系統(tǒng)測(cè)試電路

本開關(guān)電源電路的測(cè)試電路如圖12 所示，當(dāng)S1 對(duì)應(yīng)的波動(dòng)開關(guān)關(guān)閉，TPS53632 的EN 會(huì)被打開，然后5V 會(huì)給UCC27512 的IN+體用一個(gè)高電平，當(dāng)LMC555 給IN-提供低電平時(shí)，Q2 開通，輸出即有120mΩ 的負(fù)載，對(duì)應(yīng)幾安培的電流輸出。

圖12 測(cè)試電路圖

當(dāng)S1 對(duì)應(yīng)的波動(dòng)開關(guān)關(guān)閉，TPS53632 的EN會(huì)被打開，然后5V 會(huì)給UCC27512 的IN+體用一個(gè)高電平，當(dāng)LMC555 給IN-提供低電平時(shí)，Q2開通，輸出即有120mΩ 的負(fù)載，對(duì)應(yīng)幾安培的電流輸出。

測(cè)試過程中的時(shí)序步驟：（1）連接輸入和輸出，未接通電源；（2）萬用表測(cè)試測(cè)試點(diǎn)TP3，TP4，TP12 和TP14 是否正常；（3）確保啟用（EN）開關(guān)設(shè)置為關(guān)閉；（4）LDO 提供5 V 和3.3 V 電源；（5）上電輸入電源并設(shè)置為所需的輸入電壓，但不高于75 V, 將電流限制設(shè)置為2 A。低于36V 的操作可能會(huì)限制轉(zhuǎn)換器的輸出電壓范圍；（6）將EN 開關(guān)滑動(dòng)到打開位置以啟動(dòng)轉(zhuǎn)換器。輸出電壓將上升，PGOOD LED 應(yīng)亮起，表示輸出電壓處于穩(wěn)壓狀態(tài)；（7）啟用電子負(fù)載并設(shè)置為所需的負(fù)載電流；（8）執(zhí)行所需的測(cè)量;(9)測(cè)試波形。

主要對(duì)主要地方波形進(jìn)行了測(cè)試與保存，其中包括兩路PWM 驅(qū)動(dòng)信號(hào)、5V 電源、3.3V電源、輸出電壓信號(hào)等。

兩路PWM 驅(qū)動(dòng)信號(hào)中間是有一定的死區(qū)時(shí)間，主要用于電感的續(xù)流，如圖13 所示。5V 電壓輸出有一定的紋波測(cè)量值為4.91V，紋波有0.09V左右，3.3V 電壓輸出實(shí)測(cè)有3.25V，有0.05V 紋波波動(dòng)，輸出波形如圖14 所示。輸出電壓為1V，與設(shè)置的值對(duì)應(yīng)，此時(shí)動(dòng)態(tài)輸出電流為8.3A，波形如圖15 所示。

圖13 兩路PWM 驅(qū)動(dòng)信號(hào)圖

圖14 5V、3.3V 輸出電壓波形圖

圖15 輸出電壓波形圖

5 小結(jié)

倍流整流結(jié)構(gòu)的整流管損耗小、動(dòng)態(tài)響應(yīng)快以及輸出電流的紋波小等優(yōu)點(diǎn)，使其成為低壓大電流的常見的整流結(jié)構(gòu)。同步整流電路主要用MOSFET 代替整流二極管，低壓大電流的場(chǎng)合，主要損耗在于二極管的導(dǎo)通壓降，而MOSFET 導(dǎo)通電阻帶來的導(dǎo)通壓降較小，這樣極大的降低了功耗，提高效率。