收稿日期：2022-02-27

基金項(xiàng)目：國(guó)家自然科學(xué)基金（51907033）；廣州市科技項(xiàng)目（202102020780）

通信作者：葉遠(yuǎn)茂（1984—），男，博士、教授，主要從事電力電子和新能源發(fā)電方面的研究。eeyeym@gdut.edu.cn

DOI：10.19912/j.0254-0096.tynxb.2022-0225 文章編號(hào)：0254-0096（2023）06-0234-08

摘 要：為同時(shí)滿足光伏并網(wǎng)系統(tǒng)中逆變器升壓和消除漏電流的要求，提出一種基于開關(guān)電容的雙接地五電平光伏逆變器。所提逆變器拓?fù)渚哂凶灾魃龎?、器件?shù)量少、電容電壓自動(dòng)平衡和可擴(kuò)展等優(yōu)點(diǎn)。此外，雙接地結(jié)構(gòu)徹底消除了共模電壓引起的漏電流，進(jìn)而降低了電路的電磁干擾和功率損耗，并提高了系統(tǒng)的安全性。針對(duì)所提逆變器拓?fù)?，采用一種包含移相載波的混合調(diào)制策略，解決了開關(guān)電容長(zhǎng)時(shí)間連續(xù)放電的問題，從而減小電容電壓紋波，提高輸出SPWM電壓波形質(zhì)量。此外，通過與其他五電平逆變拓?fù)涞谋容^，表明所提逆變器在結(jié)構(gòu)、升壓能力和減小電容電壓紋波方面的優(yōu)勢(shì)。最后，通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證所提逆變器拓?fù)涞目尚行约盎旌险{(diào)制策略的有效性，結(jié)果表明所提逆變器具有較好的靜態(tài)、動(dòng)態(tài)特性和較高的轉(zhuǎn)換效率。

關(guān)鍵詞：光伏；逆變器；開關(guān)電容；多電平；雙接地

中圖分類號(hào)：TM464"""""" """"""" """""文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

0 引 言

隨著經(jīng)濟(jì)社會(huì)的發(fā)展，人們對(duì)于煤炭、石油等化石能源的消耗日益增加，導(dǎo)致世界范圍內(nèi)能源危機(jī)和氣候問題日益嚴(yán)重。為此，世界各國(guó)均致力于發(fā)展無(wú)污染可再生的清潔能源［1-2］。光伏發(fā)電因具有無(wú)污染、無(wú)噪聲、維護(hù)成本低和不受地域限制等優(yōu)點(diǎn)而得到廣泛應(yīng)用［3］。

光伏組件產(chǎn)生的直流電需通過逆變器進(jìn)行DC/AC轉(zhuǎn)換后才能輸送至交流電網(wǎng)。出于安全考慮，傳統(tǒng)的光伏并網(wǎng)系統(tǒng)通常使用變壓器在光伏組件與交流電網(wǎng)之間提供電氣隔離［4-5］。然而，變壓器的存在使得光伏逆變器的尺寸、質(zhì)量、成本都大大增加，并降低了電能的轉(zhuǎn)換效率。因此，不含變壓器的非隔離型光伏逆變器成為新的研究熱點(diǎn)［6］。與隔離型光伏逆變器相比，非隔離型光伏逆變器具有體積小、質(zhì)量輕、成本低和效率高等優(yōu)點(diǎn)［7］。但由于光伏組件和電網(wǎng)之間存在電氣連接，光伏組件對(duì)地寄生電容兩端將產(chǎn)生隨電路開關(guān)高頻變化的共模電壓（common mode voltage，CMV），進(jìn)而產(chǎn)生共模漏電流［8-9］。這將導(dǎo)致并網(wǎng)電流諧波含量增大、電磁干擾和損耗增大，甚至對(duì)人身安全構(gòu)成威脅［8，10-11］。為了解決這一問題，許多基于全橋結(jié)構(gòu)的非隔離型逆變電路如H5［12］、H6［13-14］和HERIC［15］被相繼提出。這些拓?fù)渫ㄟ^增加額外的開關(guān)管在續(xù)流階段斷開光伏組件和電網(wǎng)的連接，從而切斷漏電流回路。但當(dāng)電路工作在高頻轉(zhuǎn)換的過程中，開關(guān)管寄生電容將出現(xiàn)充放電現(xiàn)象，高頻CMV仍存在，因此漏電流無(wú)法被徹底消除［14］。而且此類拓?fù)浯蠖嘈枰獌蓚€(gè)濾波電感，導(dǎo)致逆變器體積和成本增加。

另外一種基于半橋結(jié)構(gòu)的非隔離型光伏逆變器通過將直流側(cè)兩個(gè)分壓電容中點(diǎn)與電網(wǎng)中性點(diǎn)相連，使得CMV保持恒定，從而減小漏電流［16-17］。但此類拓?fù)湎啾热珮蛐徒Y(jié)構(gòu)直流側(cè)電壓利用率低，需要通過串聯(lián)更多光伏組件或額外的升壓電路來(lái)滿足并網(wǎng)要求，這無(wú)疑增加了系統(tǒng)的復(fù)雜性。

相比上述兩種方案，基于雙接地結(jié)構(gòu)的逆變器可完美解決這一問題，因而越來(lái)越受到人們關(guān)注。雙接地結(jié)構(gòu)是通過將光伏組件負(fù)極端子和電網(wǎng)中性點(diǎn)同時(shí)接地，將光伏組件對(duì)地寄生電容兩端的CMV鉗位為零，進(jìn)而消除漏電流［18-19］。

此外，在傳統(tǒng)的光伏并網(wǎng)系統(tǒng)中，一般通過串聯(lián)多個(gè)光伏單元或添加前級(jí)升壓電路來(lái)獲得足夠高的并網(wǎng)電壓［20］?？紤]到基于開關(guān)電容（switched capacitor，SC）的多電平逆變器結(jié)構(gòu)靈活，可在無(wú)磁性元件的情況下實(shí)現(xiàn)電壓倍增，同時(shí)多電平輸出相比傳統(tǒng)的兩電平逆變器可減少輸出電壓的諧波含量，因此將其應(yīng)用在低電壓輸入逆變并網(wǎng)場(chǎng)合具有一定優(yōu)勢(shì)。

為此，本文結(jié)合開關(guān)電容技術(shù)，提出一種雙接地五電平逆變電路，只需1個(gè)直流源、4對(duì)開關(guān)管、3個(gè)電容和3個(gè)二極管便可實(shí)現(xiàn)五電平輸出。通過開關(guān)電容技術(shù)，無(wú)需額外的輔助升壓電路便可實(shí)現(xiàn)兩倍電壓增益。同時(shí)，通過對(duì)開關(guān)電容單元的級(jí)聯(lián)可對(duì)電路進(jìn)行擴(kuò)展，從而實(shí)現(xiàn)更多的電平輸出和更高的電壓增益。由于采用雙接地結(jié)構(gòu)，可將漏電流完全消除，從而提高光伏并網(wǎng)系統(tǒng)的安全性。

1 逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和工作原理

1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

本文提出的基于開關(guān)電容的雙接地五電平逆變電路如圖1所示。該拓?fù)溆?個(gè)電容[C1～C3]、3個(gè)二極管VD1～VD3和4個(gè)開關(guān)半橋組成，用于將光伏組件的直流電壓E轉(zhuǎn)換成交流電壓輸出。上述每個(gè)開關(guān)半橋均由兩個(gè)互補(bǔ)通斷的開關(guān)[Sx～Sx′][（x=1，2，3，4）]組成。

通過半橋[S1～S1′]和[S2～S2′]中開關(guān)的互補(bǔ)通斷，電容[C1]和[C2]分別與輸入電源交替串并聯(lián)連接，使得[C1]和[C2]的電壓均可被自動(dòng)平衡至電源電壓[E。]同時(shí)，S3和S3′的互補(bǔ)通斷使電容[C2]與[C3]交替串并聯(lián)連接，于是[C3]的電壓同樣被自動(dòng)平衡至[E]。因此，電容[C1～C3，]半橋S1～S1′、S2～S2′和S3～S3′以及二極管VD1～VD3的電壓應(yīng)力均為E。

再結(jié)合輸出半橋S4和S4′的互補(bǔ)通斷，圖1所示逆變電路可將光伏組件的直流電壓[E]轉(zhuǎn)換成[0、±E、±2E]共5種電平的輸出。

可見，該五電平逆變器不僅具有自主升壓能力，且由于采用半橋逆變結(jié)構(gòu)，只有兩個(gè)開關(guān)管承受高電壓應(yīng)力。更重要的是，交流輸出端與直流輸入側(cè)具有公共中性點(diǎn)，使得光伏組件對(duì)地寄生電容被短接，CMV始終為零，從而徹底消除漏電流。

1.2 拓?fù)鋽U(kuò)展

圖2為所提逆變電路的擴(kuò)展結(jié)構(gòu)，其上下兩部分分別由[i-1]個(gè)和[i]個(gè)串并聯(lián)開關(guān)電容單元構(gòu)成，并通過逆變半橋?qū)崿F(xiàn)[i]個(gè)正電平和[i]個(gè)負(fù)電平輸出。

由此可知，每增加兩個(gè)開關(guān)電容單元，所提逆變器便可增加兩個(gè)大小相等、極性相反的對(duì)稱電平輸出。概括來(lái)說(shuō)，輸出電平數(shù)為[2n+1]、電壓增益為[n]的所提逆變器擴(kuò)展結(jié)構(gòu)所使用的開關(guān)管數(shù)量[NS]、電容數(shù)量[NC]和二極管數(shù)量[NVD]分別為：

[NS=4n] （1）

[NC=NVD=2n-1]"" （2）

其中，除了后級(jí)輸出半橋中的兩個(gè)開關(guān)管分別承受（n+1）E和[nE]的電壓應(yīng)力外，其他器件的電壓應(yīng)力均為[E]。

1.3 工作狀態(tài)

為簡(jiǎn)化分析，假設(shè)所有開關(guān)管和二極管均為理想元件，即通態(tài)電阻和正向壓降均為零，且所有電容容值足夠大使其電壓可視為恒定在[E]。

此外，該逆變器應(yīng)用于光伏并網(wǎng)時(shí)，并網(wǎng)電流以單位功率因數(shù)饋網(wǎng)，因此下文對(duì)電容充放電狀態(tài)的分析均基于逆變器運(yùn)行于單位功率因數(shù)的情況。

由1.1節(jié)分析可知，圖1所示五電平逆變電路含有4對(duì)互補(bǔ)導(dǎo)通的開關(guān)管，所以共有24 =16種工作狀態(tài)。表1列出了該電路在不同工作狀態(tài)下各開關(guān)管的通斷情況、電容[C1～C3]的充放電狀態(tài)以及對(duì)應(yīng)的輸出電平，其中“1”和“0”分別表示

開關(guān)管導(dǎo)通和關(guān)斷，“C”、“D”、“N”分別表示開關(guān)電容處于充電、放電和閑置狀態(tài)。

2 混合脈寬調(diào)制策略

如表1所示，本文所提逆變電路的16種工作狀態(tài)對(duì)應(yīng)5種輸出電平，因此存在大量冗余狀態(tài)。為充分發(fā)揮該逆變器的性能優(yōu)勢(shì)，需有效選擇和安排這些冗余狀態(tài)來(lái)減小電容電壓紋波對(duì)輸出電壓波形畸變的影響。例如，在對(duì)應(yīng)[+2E]電平輸出的所有工作狀態(tài)中，只有狀態(tài)1才能使得電容[C2]和[C3]同時(shí)處于充電狀態(tài)，否則電容[C2]和[C3]將在下一工作狀態(tài)以小于[E]的電壓開始放電。在放電間隔一定的情況下，后者將增大電容電壓紋波。因此，以在輸出某一電平的情況下盡可能使更多電容充電為原則，為每種輸出電平選擇對(duì)應(yīng)的一種工作狀態(tài)（已在表1中用下劃線標(biāo)出），以減小電容電壓紋波。

表1顯示，無(wú)論選取何種工作狀態(tài)，電容[C3]在輸出的負(fù)半周都總是處于放電狀態(tài)，需通過選用容值較大的電容來(lái)減小電壓紋波。但分析后發(fā)現(xiàn)，在輸出電平為[-E]時(shí)通過狀態(tài)12和狀態(tài)14間的輪換，可實(shí)現(xiàn)電容[C2]的高頻充電和反復(fù)與[C3]并聯(lián)運(yùn)行，從而避免[C3]在輸出負(fù)半周的持續(xù)放電。為了更直觀地展示電路的工作過程，圖3給出了實(shí)際運(yùn)行時(shí)所選用的6種電路工作狀態(tài)，并畫出了每種工作狀態(tài)下正向和反向電流回路，可見該逆變器可在不同功率因數(shù)下運(yùn)行。

然后，作為光伏逆變器時(shí)，功率因數(shù)為1，電流方向如圖3中紫色實(shí)線箭頭所示。此時(shí)，當(dāng)輸出電平在[-E]和[-2E]之間交替，工作狀態(tài)12、14和16的切換順序及電容[C2]、[C3]的充放電狀態(tài)如圖4所示，這成功避免了[C3]的持續(xù)放電。

為實(shí)現(xiàn)上述調(diào)制，本文采用一種層疊載波和移相載波相結(jié)合的混合脈寬調(diào)制策略。如圖5a所示，通過比較正弦波[us]

和4個(gè)三角載波[u1～u4]產(chǎn)生4路開關(guān)信號(hào)[VGS1～VGS4]。正弦波和三角載波的數(shù)學(xué)表達(dá)式為：

[us（t）=Assin（2πfst）]"" （3）

[u1（t）=-2Ac+4Acf1t-k-1f1， k-1f1lt;tlt;2k-12f1-4Acf1t-2k-12f1， 2k-12f1lt;tlt;kf1]""" （4）

[u2（t）=u1t-12f1]""" （5）

[u3（t）=0.5×u1（2t）+2Ac] （6）

[u4（t）=u3（t）+Ac]""" （7）

式中：[fs]——正弦波[us]的頻率，Hz；[f1]——載波[u1]的頻率，Hz；[As]——正弦波[us]的幅值，V；[Ac]——載波[u3]的幅值，V；[k]——正整數(shù)。

可以看到，[u1]和[u2]是頻率為[f1、]在[-2Ac～0]之間變化、且相位相差180°的移相載波；[u3]和[u4]是頻率為[f3]（設(shè)[f3=2f1]）、分別在[0～Ac]和[Ac～2Ac]之間變化且相位相同的層疊載波。則調(diào)制比[M]為：

[M=As2Ac]"" （8）

結(jié)合表1、圖3和圖5a，表2給出了當(dāng)調(diào)制波[us]處于不同載波區(qū)間時(shí)對(duì)應(yīng)的電路工作狀態(tài)。由此可知，通過在輸出負(fù)半周采用相位相差180°的移相載波，使得調(diào)制波位于載波區(qū)間[u1lt;uslt;u2]和[u2lt;uslt;u1]時(shí)，電路雖然均輸出[-E]電平，卻分別對(duì)應(yīng)圖3中兩種不同的工作狀態(tài)14和12。由此完成圖4所示的狀態(tài)切換，實(shí)現(xiàn)電容[C2]的高頻充電和反復(fù)與[C3]并聯(lián)運(yùn)行的調(diào)制目標(biāo)，避免了電容[C3]持續(xù)放電。

因此，該混合調(diào)制策略在實(shí)現(xiàn)逆變器五電平PWM電壓輸出的情況下有效減小了電容電壓紋波，進(jìn)而可通過使用較小容值的電容來(lái)降低逆變器的體積和成本。

圖5b為使用上述混合脈寬調(diào)制策略的控制邏輯電路，可看到該逆變電路的控制邏輯非常簡(jiǎn)單，易于實(shí)現(xiàn)。

3 電容紋波分析

逆變器運(yùn)行過程中開關(guān)電容的充放電將會(huì)產(chǎn)生電壓紋波，其大小主要取決于放電間隔、放電電流和電容容值。在本文所提拓?fù)渲校娙莸姆烹婋娏髋c負(fù)載電流相等，放電間隔則取決于載波和正弦波之間的比較結(jié)果。下面對(duì)圖1所示逆變電路中電容[C1～C3]的電壓紋波進(jìn)行分析。

對(duì)于圖3e中的工作狀態(tài)14，設(shè)電容[C2]給[C3]充電前電壓為[V0]，充電瞬間完成，兩電容電壓為[Vt]，之后兩者并聯(lián)放電，輸出電平為[-E]。當(dāng)載波頻率遠(yuǎn)高于調(diào)制波頻率時(shí)，正弦調(diào)制波在若干個(gè)載波周期內(nèi)可視為常數(shù)。根據(jù)圖6所給出的當(dāng)負(fù)載為純電阻[R]時(shí)電容[C2]和[C3]上的電壓變化情況，電容[C3]和[C2]的壓降分別為：

[ΔVC3=1C32dT1×2ER+d′T1×ER+1C2+C3d′T1×ER]" （9）

[ΔVC2=1C22dT1×2ER+ΔVC3×C3+1C2+C3d′T1×ER]" （10）

式中：[dT1]——輸出[-2E]電平的時(shí)間間隔；[d′T1]——輸出[-E]電平的時(shí)間間隔（[T1=1/f1]）。

根據(jù)圖6，由三角形相似原理有：

[d=us-Ac2Ac]""" （11）

[d′=2Ac-us2Ac] （12）

將式（11）和式（12）代入式（9）和式（10）中并進(jìn)一步整理可得：

[ΔVC2=3us-2Acf1RC2Ac×E]"" （13）

[ΔVC3=3us-2Ac2f1RC3Ac+2Ac-us2f1RC2+C3Ac×E]""" （14）

上述對(duì)電容[C3]壓降的計(jì)算是從[Vt]開始的，其總電壓紋波還需疊加上從[E]到[Vt]的壓降：

[ΔVC3′=ΔVC3+1C2dT1×2ER+ΔVC3C3C2""""""""" =2us-Acf1RC2Ac+3us-2Ac2f1RC3Ac×E]""" （15）

對(duì)于電容[C1]，其只在逆變器輸出+2E電平時(shí)與電源串聯(lián)放電，同理可計(jì)算出其電壓紋波為：

[ΔVC1=2us-2Acf3RC1Ac×E]"" （16）

由電容電壓C1～C3的紋波表達(dá)式（13）、式（15）、式（16）可知，當(dāng)正弦波[us]達(dá)到其幅值[As]時(shí)，各電容的電壓紋波達(dá)到最大，再將式（8）代入，可得到各電容的最大電壓紋波分別為：

[ΔVC1，max=4M-2f3RC1×E]""" （17）

[ΔVC2，max=6M-2f1RC2×E]""" （18）

[ΔVC3，max=3M-1f1RC3+4M-1f1RC2×E]" （19）

在進(jìn)行逆變器參數(shù)設(shè)計(jì)時(shí)，可根據(jù)上述紋波表達(dá)式和所要求的紋波系數(shù)來(lái)確定所需的電容容值。

4 拓?fù)湫阅鼙容^

為了評(píng)估本文所提雙接地五電平逆變器的整體性能，選取部分具有相同五電平輸出的逆變器進(jìn)行比較，比較結(jié)果見表3。用于比較的參數(shù)包括開關(guān)管數(shù)量[NS]、二極管數(shù)量[NVD]、電容數(shù)量[NC]、最大導(dǎo)通開關(guān)數(shù)量[NON]、漏電流情況、升壓能力及直流電壓利用率。

表3顯示，文獻(xiàn)［21-22］所提拓?fù)湓谶\(yùn)行過程中最多只有3個(gè)開關(guān)管導(dǎo)通，有利于降低導(dǎo)通損耗，但兩者對(duì)于漏電流均只能抑制而無(wú)法完全消除，且不具備升壓能力。文獻(xiàn)［23］所提拓?fù)渫ㄟ^采用雙接地結(jié)構(gòu)消除了漏電流且具備兩倍升壓能力，但需要4個(gè)高壓開關(guān)，且電容在輸出負(fù)半周持續(xù)放電，使得電容電壓紋波較大。雖然文獻(xiàn)［24-25］所提拓?fù)涫褂玫拈_關(guān)管數(shù)量比本文所提拓?fù)渖?，但均不具備升壓能力?/p>

綜上，本文所提逆變器通過采用雙接地結(jié)構(gòu)將漏電流完全消除，同時(shí)在使用相對(duì)較少數(shù)量開關(guān)管的前提下實(shí)現(xiàn)兩倍輸出電壓增益，且可通過混合調(diào)制算法優(yōu)化電容電壓紋波，減小所需電容容值。因此，將其應(yīng)用在低電壓光伏并網(wǎng)場(chǎng)合具有一定優(yōu)勢(shì)。

5 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證本文所提雙接地五電平逆變拓?fù)浜驼{(diào)制策略的可行性，在實(shí)驗(yàn)室搭建一臺(tái)小功率樣機(jī)，如圖7所示。表4列出了除電容以外的樣機(jī)參數(shù)及器件型號(hào)?；旌险{(diào)制算法通過FPGA芯片EP4CE617C8實(shí)現(xiàn)。

設(shè)電容電壓紋波系數(shù)[δi=ΔVCi_max/E]。取[δ1=2.5%]，并結(jié)合式（17）計(jì)算得到所需電容值為96 μF。由于存在電容[C2]對(duì)[C3]進(jìn)行充電的過程，因此電容[C3]的紋波系數(shù)略大于[C2]，且電容[C2]的容值選取比[C3]大。取[δ2=5%]，并結(jié)合式（18）計(jì)算得到所需電容值為224 μF；取[δ3=7%]，并結(jié)合式（19）計(jì)算得到所需電容值為182 μF。考慮到實(shí)際系統(tǒng)中元件寄生參數(shù)的影響和實(shí)際容值與標(biāo)定容值之間的偏差，電容[C1～C3]的容值分別選取為100、330和220 μF。

上述樣機(jī)接50 Ω純電阻負(fù)載且調(diào)制比[M=0.8]時(shí)逆變器輸出電壓和電容電壓波形如圖8a所示，可見電路輸出完整五電平PWM電壓波形，其最高輸出電平的幅值為輸入電壓的兩倍，驗(yàn)證了該逆變器能正常工作且具有自主升壓能力。在輸出電壓正半周，電容[C1]高頻充放電，[C2]和[C3]的電壓恒定在輸入電壓值；在負(fù)半周，電容[C2]和[C3]高頻充放電，[C1]的電壓基本恒定在輸入電壓值。電容[C1]、[C2]和[C3]的最大電壓紋波分別為10.65、10.8和15.36 V，稍大于通過式（17）～式（19）計(jì)算得到的理論值。這驗(yàn)證了該逆變器電容電壓可自動(dòng)平衡的特性。而且可看到在輸出電壓的負(fù)半周，電容[C3]工作在交替充放電狀態(tài)，避免了持續(xù)放電現(xiàn)象。這驗(yàn)證了理論分析的正確性及所用混合調(diào)制策略對(duì)于優(yōu)化電容C3電壓紋波的有效性。圖8b和圖8c為各開關(guān)管的電壓波形，可見開關(guān)管S1～S3的最大阻斷電壓與輸入電壓一致， S4和S4′的最大阻斷電壓則分別為輸入電壓的3倍和2倍，與理論分析一致。此外，使用一容值為20 pF的電容模擬光伏組件對(duì)地寄生電容，對(duì)流過該電容的漏電流進(jìn)行測(cè)量，如圖8b中iL波形所示，可觀察到漏電流恒定為零，驗(yàn)證了該逆變器可完全消除漏電流的特性。

為驗(yàn)證所提電路帶感性負(fù)載的能力，將負(fù)載設(shè)置為100 Ω-50 mH，得到電路的電容電壓、輸出電壓電流波形及其快速傅里葉變換（fast Fourier transform，F(xiàn)FT）分析如圖9所示。由圖9可看到逆變器仍能正常工作，輸出電壓波形與帶純阻性負(fù)載時(shí)基本一致，負(fù)載電流為平滑正弦波。在輸出電壓波形的FFT分析結(jié)果中，諧波主要分布在載波頻率10 kHz及其整數(shù)倍附近。在輸出電流波形的FFT分析結(jié)果中，由于感性負(fù)載的濾波作用，高頻諧波被有效抑制，僅有少量分布在載波頻率10 kHz附近。

當(dāng)調(diào)制比[M=0.8]且負(fù)載在50 Ω和100 Ω-50 mH之間切換時(shí)，逆變器電容電壓和負(fù)載電流波形如圖10所示。圖10

顯示，當(dāng)負(fù)載性質(zhì)發(fā)生突變時(shí)，電容電壓和負(fù)載電流均能快速穩(wěn)定，從而驗(yàn)證了該逆變器具有良好的動(dòng)態(tài)穩(wěn)定性。

通過改變純阻性負(fù)載[R]的大小得到逆變效率與輸出功率的關(guān)系曲線如圖11所示。由圖11可看到，當(dāng)輸出功率在73～684 W之間變化時(shí)，逆變器均能保持高于95%的轉(zhuǎn)換效率，且最高效率達(dá)97.1%。

6 結(jié) 論

本文提出一種基于開關(guān)電容的新型雙接地五電平逆變電路，無(wú)需額外的升壓電路即可實(shí)現(xiàn)兩倍電壓增益。通過采用雙接地結(jié)構(gòu)，在應(yīng)用于光伏并網(wǎng)系統(tǒng)時(shí)可將光伏組件對(duì)地寄生電容短接，從而消除漏電流。然后，采用含有層疊載波和移相載波的混合脈寬調(diào)制策略對(duì)電路進(jìn)行控制，解決了電容電壓紋波積累的問題，減小了相同紋波要求下的電容值。最后搭建實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，驗(yàn)證了逆變電路的可行性和調(diào)制策略的有效性。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，逆變器在穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)條件下均具有良好的工作性能。因此，所提雙接地五電平逆變器適合作為光伏發(fā)電等此類低壓新能源的并網(wǎng)接口。

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COMMON-GROUND FIVE-LEVEL PHOTOVOLTAIC INVERTER BASED ON

SWITCHED-CAPACITOR

Wang Junpeng，Wang Xiaolin，Ye Yuanmao

（School of Automation， Guangdong University of Technology， Guangzhou 510006， China）

Keywords：photovoltaic； inverter； switched-capacitor； multilevel； common-ground