收稿日期：2022-03-08

基金項(xiàng)目：山東省自然科學(xué)基金面上項(xiàng)目（ZR2020ME200）；山東省研究生教育優(yōu)質(zhì)課程建設(shè)項(xiàng)目（SDYKC20113）

通信作者：張 民（1964—），女，碩士、教授，主要從事新能源發(fā)電電能轉(zhuǎn)換等方面的研究。zhangmin@qut.edu.cn

DOI：10.19912/j.0254-0096.tynxb.2022-0279 文章編號：0254-0096（2023）06-0161-09

摘 要：為解決光伏發(fā)電等新能源發(fā)電技術(shù)輸出的直流電壓等級較低、不能滿足并網(wǎng)電壓要求的問題，提出一種可應(yīng)用于新能源發(fā)電系統(tǒng)的雙繞組高效率高升壓DC-DC變換器。在傳統(tǒng)Boost變換器的拓?fù)渲腥谌腴_關(guān)電容結(jié)構(gòu)與磁耦合升壓技術(shù)，獲得高電壓增益，并降低開關(guān)管電壓應(yīng)力。拓?fù)涞臒o源鉗位結(jié)構(gòu)有效解決了開關(guān)管電壓尖峰過高的問題，提高了能量轉(zhuǎn)換效率。詳細(xì)研究了所提變換器工作原理后，對元件電流、電壓應(yīng)力以及變換器效率進(jìn)行定量計算。于實(shí)驗(yàn)室搭建200 W樣機(jī)驗(yàn)證所提變換器的可行性，實(shí)測變換器最大效率為97.5％。

關(guān)鍵詞：DC-DC變換器；耦合電路；增益調(diào)節(jié)；新能源發(fā)電；高效率；輸入電流連續(xù)

中圖分類號：TM46""""""""""" """"""" """"文獻(xiàn)標(biāo)志碼：A

0 引 言

隨著雙碳目標(biāo)的提出以及近年來環(huán)境污染等問題的凸現(xiàn)，新能源可再生發(fā)電技術(shù)發(fā)展迅速。由圖1可知，在光伏發(fā)電和燃料電池發(fā)電等清潔能源發(fā)電系統(tǒng)中，低壓輸入源（一般不超過50 V）與逆變器（所需直流母線電壓為380～800 V）之間需采用升壓DC-DC變換器作為接口。因此，高電壓增益DC-DC變換器的加入成為了新能源發(fā)電系統(tǒng)的關(guān)鍵，也是近年的研究熱點(diǎn)［1-3］。

傳統(tǒng)Boost變換器為了滿足高電壓增益的要求，需工作于占空比D接近1的極限條件下，這會導(dǎo)致能量轉(zhuǎn)換效率低，元器件承受應(yīng)力大，影響電路正常工作，帶來安全隱患。在實(shí)際應(yīng)用中，傳統(tǒng)Boost變換器一般不能滿足電壓增益超過6的工程需求。為了使變換器升壓能力及工作效率進(jìn)一步提升，大量創(chuàng)新技術(shù)和高增益DC-DC變換器拓?fù)浔惶岢觯?-12］。文獻(xiàn)［5］提出的變換器使用了開關(guān)電容和耦合電感模塊技術(shù)，電壓增益理想，但效率不夠高。文獻(xiàn)［6］在Boost變換器中融入了開關(guān)電感和開關(guān)電容單元技術(shù)，顯著改善了其升壓能力，但電路中過多的儲能元件不僅造成嚴(yán)重的電磁干擾，還增加了樣機(jī)體積尺寸。文獻(xiàn)［7］采用多個變換器級聯(lián)的方法，大幅提高了電壓增益，但級聯(lián)變換器存在開關(guān)管電壓應(yīng)力大等弊端。

本文提出一種可應(yīng)用于新能源發(fā)電系統(tǒng)的雙繞組高效率高升壓DC-DC變換器。此拓?fù)漭斎腚娏鬟B續(xù)，其自身具有的無源鉗位結(jié)構(gòu)可出色地起到吸收漏感能量的作用。部分二極管實(shí)現(xiàn)了零電壓導(dǎo)通以及零電流關(guān)斷，有效減小了器件損耗。耦合電感的加入能夠大幅提高變換器增益，同時耦合電感匝比[n]的存在可使電壓增益的調(diào)節(jié)更加靈活。

1 變換器工作原理

1.1 拓?fù)涮岢?/p>

傳統(tǒng)的Boost電路（圖2a）具有結(jié)構(gòu)簡單、紋波較小等優(yōu)點(diǎn)，且輸入電流連續(xù)，但升壓倍數(shù)較低。本文所提變換器將Boost電路作為基礎(chǔ)，與耦合電感升壓模塊（圖2b結(jié)構(gòu)1）、開關(guān)電容結(jié)構(gòu)（圖2b結(jié)構(gòu)2）結(jié)合，大幅度提升升壓倍數(shù)。如圖2b所示，此變換器由1個直流電源、輸入電感[L1]、功率開關(guān)管S、4個電容[C1～C4]、3個二極管VD1～VD3、1個雙耦合繞組、輸出電容[Co]、輸出二極管VDo及負(fù)載組成。其中雙耦合繞組可視為匝數(shù)比[N1]∶[N2]的理想變壓器，還可表示為1∶n，其漏感為[Lk、]勵磁電感[Lm]。電容C1與二極管VD1組成鉗位回路，用來緩解開關(guān)管關(guān)斷時漏極和源極兩端的電壓尖峰。電容[C3]、[C4]，二極管VD2、VD3以及VDo組成開關(guān)電容結(jié)構(gòu)，直通狀態(tài)下電容[C3]為電容[C4]充電，非直通狀態(tài)下電容[C4]與電感[L1]、耦合繞組副邊[N2]、電容[C2]以及[Vg]共同為負(fù)載供電，可提高變換器升壓能力。[Vg]以及[Vo]分別為輸入電壓和輸出電壓，在新能源發(fā)電系統(tǒng)中分別對應(yīng)低壓輸入源和直流母線電壓；[R]為負(fù)載。

1.2 電路工作模態(tài)分析

為精簡對電路工作過程的分析，現(xiàn)做出下列假設(shè)：

1）所有電容器都足夠大，以保證電容電壓[VC1～VC4]以及[VCO]在一個周期內(nèi)是恒定的。

2）忽略耦合電感上的漏感，變壓器為理想變壓器，各繞組匝數(shù)比為[n=N2/N1]。

3）不考慮功率器件的損耗。

在連續(xù)導(dǎo)通模式（continuous conduction mode， CCM）工作狀態(tài)下，本文所提變換器在一個周期內(nèi)的主要器件電流、電壓仿真波形如圖3所示。其中，VGS為開關(guān)管柵極和源極間電壓，VS為開關(guān)管電壓，iS為開關(guān)管電流，T為一個開關(guān)同期。在一個開關(guān)周期所對應(yīng)的時間內(nèi)，變換器共存在6種不同的工作模態(tài)，如圖4所示。

模態(tài)1（[t0～t1]）：如圖4a所示，[t0]時刻開關(guān)管S導(dǎo)通信號到來，二極管VD2以及VDo導(dǎo)通，二極管VD1和VD3分別被電容[C1]和[C4]兩端電壓反向偏置，其中二極管VD1零電流關(guān)斷。此時輸入電壓[Vg]為輸入電感[L1]充電，使輸入電流[iin]呈線性增加。電容[C2]放電，分別通過耦合電感原邊[N1]、耦合繞組副邊[N2]給電容[C1]和[C3]充電。電容[C4]放電，通過二極管VDo將能量傳遞給負(fù)載同時為電容[Co]充電。當(dāng)開關(guān)管S兩端電壓降為零時，此模態(tài)結(jié)束。

CCM operation

模態(tài)2（[t1～t2]）：如圖4b所示，此時開關(guān)管S導(dǎo)通，二極管VD3零電壓導(dǎo)通。此狀態(tài)下導(dǎo)通時，二極管電壓和電流波形不會出現(xiàn)交叉，即可實(shí)現(xiàn)零電壓導(dǎo)通（ZVS導(dǎo)通），以減小二極管的損耗，進(jìn)而提高變換器的整體效率。二極管VD1、VD2、VDo處于關(guān)斷狀態(tài)。輸入電壓[Vg]為輸入電感[L1]充電，輸入電流[iin]線性增加。電容[C1]放電，并與耦合電感一次繞組[N1]為電容[C2]充電。電容[C3]放電，并通過二極管VD3為電容[C4]充電。電容[Co]放電，為負(fù)載提供能量。當(dāng)二極管VD3被反向偏置時，此模態(tài)結(jié)束。

模態(tài)3（[t2～t3]）：如圖4c所示，此時開關(guān)管S導(dǎo)通，二極管VD1、VD2、VD3以及VDo均關(guān)斷。輸入電壓[Vg]為輸入電感[L1]充電，輸入電流[iin]呈線性增加。電容C1放電，并與耦合電感一次繞組[N1]為電容C2充電。[t3]時刻此模態(tài)結(jié)束。

模態(tài)4（[t3～t4]）：如圖4d所示，[t3]時刻開關(guān)管S的關(guān)斷觸發(fā)脈沖已經(jīng)到來，但由于開關(guān)管受到D、S兩端結(jié)電容的影響，開關(guān)管S的關(guān)斷會出現(xiàn)延時，D、S兩端電流快速下降，電壓快速上升。二極管VD2關(guān)斷，VD3零電流關(guān)斷。此時輸入電感L1上的電流[iin]基本維持不變，電容[C1]、[C2]為充電狀態(tài)，電容[C4]為負(fù)載端供電。[t4]時刻此模態(tài)結(jié)束。

模態(tài)5（[t4～t5]）：如圖4e所示，在[t4]時刻，開關(guān)管S、二極管VD3處于關(guān)斷狀態(tài)，二極管VD1、VD2、VDo導(dǎo)通。此時輸入電壓、輸入電感[L1]、耦合電感二次繞組N2和電容[C2]、[C4]通過回路[Vg-L1-C2-N2-C4-R-Vg]經(jīng)過輸出二極管VDo為負(fù)載提供能量。因此，電流[iin]呈線性下降。輸入電源、電感[L1]以及電容[C2]共同為電容[C1]充電，電容[C3]和[Co]也為充電狀態(tài)。[t5]時刻二極管VD1被反向偏置時，此模態(tài)結(jié)束。

模態(tài)6（[t5～t6]）：如圖4f所示，[t5]時刻開關(guān)管S以及二極管VD1、VD3關(guān)斷，二極管VD2、VDo導(dǎo)通。此時輸入電壓、輸入電感[L1、]耦合電感二次繞組[N2]和電容[C2、C4]通過回路[Vg-L1-][C2-N2-C4-R-Vg]經(jīng)過輸出二極管VDo為負(fù)載提供能量。因此，電流[iin]呈線性下降。電容[C1、C3]以及[Co]均為充電狀態(tài)，[t6]時刻此模態(tài)結(jié)束。

2 變換器穩(wěn)態(tài)分析

2.1 電壓增益及電壓應(yīng)力

本文僅分析作為變換器主要工作狀態(tài)的模態(tài)2和模態(tài)5。模態(tài)2是所提變換器的直通狀態(tài)，如圖4b所示，從圖中可得電壓關(guān)系為：

[VL1_ON=VgVN1_ON=VC1-VC3+VC41+nVN2_ON=VC2-VC3+VC4]" （1）

模態(tài)5是所提變換器的非直通狀態(tài)，如圖4e所示，從圖中可得電壓關(guān)系為：

[VL1_OFF=Vg-VC1VN1_OFF=-VC2VN2_OFF=VC1+VC2-VC3] （2）

對電路中所有電感元件使用伏秒平衡原理：

[0DTVi_ONdt+DTTVi_OFFdt=0，" i=L1，"N1，"N2] （3）

結(jié)合式（1）、式（2）可得電容電壓應(yīng)力為：

[VC1=11-DVgVC2=D1-DVgVC3=1+（1+n）D1-DVgVC4=1+n1-DVg] （4）

輸入輸出電壓關(guān)系為：

[Vo=2+n+（1+n）D1-DVg]""" （5）

因此所提變換器增益為：

[B=VoVg=2+n+（1+n）D1-D]" （6）

根據(jù)圖4b和圖4e可得到開關(guān)管和二極管的電壓應(yīng)力為：

[VS=VC1VVD1=VC1VVD2=VC4VVD3=VC4VVDo=VCo-VC3]""" （7）

結(jié)合式（4）、式（6）可得：

[VS=VVD1=11-DVg=12+n+（1+n）DVoVVD2=VVD3=VVDo=1+n1-DVg=1+n2+n+（1+n）DVo]"" （8）

圖5a為[n=2]時電容電壓應(yīng)力和輸出電壓比值與占空比的關(guān)系，圖5b為[n=2]時開關(guān)管和二極管的電壓應(yīng)力與輸出電壓比值和占空比的關(guān)系。

2.2 電流應(yīng)力

由圖4b和圖4e，根據(jù)基爾霍夫電流定律可得：

[IC1_ON=Iin+IVD3-ISIC2_ON=IS-IinIC3_ON=-IVD3IC4_ON=IVD3ICo_ON=-Io]" （9）

[IC1_OFF=Iin-IVD2-IVDoIC2_OFF=IVD1-IinIC3_OFF=IVD2IC4_OFF=-IVDoICo_OFF=IVDo-Io] （10）

[IN1_ON=-IC1_ONIN2_ON=-IVD3]""" （11）

[IN1_OFF=IVD1-IC1_OFFIN2_OFF=IVD2+IVDo] （12）

根據(jù)功率守恒可得：

[Iin=BIo]"" （13）

根據(jù)穩(wěn)態(tài)條件下電容的安秒平衡可得：

[0DTiCi_ONdt+DTTiCi_OFFdt=0""""，i=1，2，3，4，o]""" （14）

將式（9）、式（10）、式（13）代入式（14）可得：

[IS=1+n+（2+n）DD（1-D）IoIVD1=IVD2=IVDo=11-DIoIVD3=1DIo]"" （15）

因?yàn)樗嶙儞Q器具有連續(xù)的輸入電流，即[IL1=Iin，]所以可得：

[IL1=2+n+1+n1D1-DIo]""" （16）

圖6為所提變換器電容、開關(guān)管及二極管的電流應(yīng)力與輸出電流之比隨占空比的變化，可作為器件選型的參考。

所提變換器元件的電壓以及電流應(yīng)力總結(jié)如表1所示。

2.3 變換器性能對比

表2收集了一些近年來文獻(xiàn)中使用耦合電感技術(shù)的變換器及其部分參數(shù)，可看出本文所提變換器的電壓增益最大，開關(guān)管應(yīng)力為四者最小。開關(guān)管電壓應(yīng)力小可減少開關(guān)器件的能量損耗，延長器件壽命。所提變換器具有連續(xù)的輸入電流，使其應(yīng)用場合更加廣泛。在保證性能優(yōu)秀的同時，所提變換器電路元器件數(shù)量較少，可減小樣機(jī)體積和能量損耗。為了更直觀地看出幾種變換器的區(qū)別，圖7a為變換器增益對比，圖7b為開關(guān)管電壓應(yīng)力對比。其中耦合電感匝比[n=2]。

3 理論效率分析

電路元器件的寄生參數(shù)會造成能量損失，影響變換器的效率，本節(jié)分析所提變換器的理論效率。計算在CCM狀態(tài)下進(jìn)行，以下為詳細(xì)過程。

電路中開關(guān)元器件的能量損耗主要分為導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗。設(shè)開關(guān)管S漏極、源極兩端導(dǎo)通電阻為[rS]，其導(dǎo)通損耗為：

[Pcond，S=1T0TrSi2Sdt=rSI2S_rms] （17）

其開關(guān)損耗為：

[PSW，S=1T0tonVSiSdt+0toffVSiSdt"""""""="16VSfSIS（ton+toff）] （18）

開關(guān)管總損耗為：

[PS，Loss=Pcond，S+PSW，S] （19）

二極管損耗包括導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗，設(shè)rVD為二極管的導(dǎo)通電阻，VFVD為二極管的導(dǎo)通壓降，其導(dǎo)通損耗為：

[Pcond_VDi=1T0T（VFVDiVDi+rVDi2VDi）dt"""""""" =VFVDIVDi_ave+rVDI2VDi_rms，" i=1，2，3，4，o]" （20）

其開關(guān)損耗為：

[PSW_VDi=1T0tbPVDi（t）dt=16fSVVDiIrrtb""""，" i=1，2，3，4，o]""" （21）

二極管的總損耗為：

[PVD_Loss=（Pcond_VDi+PSW_VDi），" i=1，2，3，o]" （22）

耦合繞組的ESR損耗為：

[PrN=rN1I2N1_rms+rN2I2N2_rms]"" （23）

磁芯損耗為：

[Pcore=Wg·（kFe_NfmSBnN）]"" （24）

式中：[rN]——耦合繞組的寄生電阻，Ω；[Wg]——磁芯質(zhì)量，g；[kFe、]m、n——磁芯參數(shù)。

耦合繞組的總損耗為：

[PN_Loss=PrN+Pcore] （25）

設(shè)[rL1]為電感的寄生電阻，電感[L1]的ESR損耗為：

[PL_Loss=rL1I2L1_rms]"" （26）

電容的損耗為：

[Pcond_Cj=1T0DTrCji2Cj_ondt+DTTrCji2Cj_offdt=rCji2Cj_rms""""，" j=1，2，3，4，o]

（27）

電容的總損耗為：

[PC_Loss=Pcond_Cj，" j=1，2，3，4，o]""" （28）

所提變換器的總損耗為：

[PLOSS=PS_Loss+PVD_Loss+PL_Loss+PN_Loss+PC_Loss "" =rS1+n+（2+n）D2PoD（1-D）2R+fsPo1+n+（2+n）D（ton+toff）6D（1-D）2+n+（1+n）D+""""""""" rVD1+2DPoD（1-D）R+4VFVDPoVo+fSIrrtb（4+3n）62+n+（1+n）DVo+""""""""" rN1Po（D+n+Dn）2（1-D）+D（D+n+Dn-1）2（1-D）D+""""""""" rL1Po2+D+n+Dn2（1-D）2R+rN2Po（1+3D）D（1-D）R+""""""""" rC1PoR·（D+n+Dn）2D（1-D）+rC2PoR·（1+D）2（1+n）2D（1-D）+""""""""" rC3PoR·1D（1-D）+rC4PoR·1D（1-D）+rCoPoR·D（1-D）]

（29）

理論效率為：

[η=PoPo+PLOSS=11+PLOSSPo]" （30）

圖8為[R=722 Ω、][Vo=380 V、][D=0.5、][N1∶][N2=1]∶[2]條件下所提變換器各元件的功率損耗分布。從圖可看出，變換器的能量損耗主要來自輸入電感、二極管和開關(guān)管，電容和耦合繞組的損耗較小，后續(xù)的研究可以此為根據(jù)進(jìn)一步改善變換器的能量轉(zhuǎn)換效率。

具體寄生參數(shù)的值根據(jù)器件選型，參考表3中器件型號，[VFVD=0.75 V，][rS=0.008 Ω，][rVD=0.008 Ω，][ton+toff=179 ns，][tb=40 ns，][Irr=0.25 A，][rN1=0.022 Ω，][rN2=0.15 Ω，][rC1=0.003 Ω，][rC2=0.001 Ω，][rC3=rC4=rCo=0.01 Ω]。

4 變換器參數(shù)設(shè)計

4.1 輸入電感設(shè)計

電感的電流紋波為：

[ΔIL=VL_ONDfSL]""" （31）

式中：[ΔIL]——電感的電流紋波，取輸入電流平均值的20％；[IL]——電感兩端的電壓；[fS]——開關(guān)管的開關(guān)頻率。

在開關(guān)周期（[0≤tlt;DT]）內(nèi)，[L1]上的電壓為：

[VL1=Vg]""" （32）

由式（31）、式（32）可得：

[L1≥DR0.2B2fS] （33）

4.2 耦合繞組設(shè)計

耦合繞組磁芯的設(shè)計采用磁芯有效截面積法，磁芯有效截面積AP為：

[AP=AcWa=Pt×104JKuKfBmfScm4]"" （34）

式中：[Ac]——磁芯截面積，cm2；[Wa]——磁芯窗口面積，cm2；[Pt]——變壓器的視在功率，W；[J]——耦合電感繞組的電流密度，[J]=3.5 A/mm2；[Ku]——窗口面積利用系數(shù)（[Kult;1]），取[Ku=0.35]；[Kf]——波形系數(shù)，方波取4，正弦波取4.44；[Bm]——磁通密度，[Bm]=0.25 T。

[Pt=VN1_ONINI_ON]"" （35）

將式（35）代入式（34）可得：

[AP=AcWa=VN1_ONINI_ON×104J×102KuKfBmfScm4]""" （36）

可根據(jù)計算數(shù)值選取合適的骨架和磁芯。

4.3 電容設(shè)計

電容的計算公式為：

[C≥DICfSΔVC]" （37）

式中：[IC]——電容電流；[ΔVC]——電容的電壓紋波。一般情況下，電容的電壓紋波取其平均電壓的2％。代入表1中數(shù)值可得：

[C1≥2+n+（1+n）D（1+n）D+n0.02fSR] （38）

[C2≥2+n+（1+n）D（1+n）（1+D）0.02fSRD]" （39）

[C3≥2+n+（1+n）D0.02fSR（1+nD+D）] （40）

[C4≥2+n+（1+n）D0.02fSR（1+n）]""" （41）

[Co≥D0.02fSR]" （42）

4.4 二極管及開關(guān)管設(shè)計

參考表1中開關(guān)管和二極管的應(yīng)力選擇其合適的型號。

5 實(shí)驗(yàn)與分析

為了證實(shí)本文提出的雙繞組高效率高升壓DC-DC變換器的可行性，在理論分析的基礎(chǔ)上，定量計算器件應(yīng)力并選擇合適的器件型號，搭建200 W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，樣機(jī)參數(shù)整理于表3。圖9為所提變換器實(shí)驗(yàn)硬件樣機(jī)。

圖10為負(fù)載電阻[R=720 Ω]時的實(shí)驗(yàn)波形，占空比[D=0.5]，耦合電感匝比[n=2]。此時輸入電壓為34.2 V，輸出電壓為376.1 V，可得電路增益[B=11]，接近理論值。同時可觀測到二極管VD1、VD3做到了零電流關(guān)斷，VD3實(shí)現(xiàn)了零電壓導(dǎo)通，符合仿真結(jié)論，證實(shí)了理論分析的準(zhǔn)確性。

圖11為變換器不同輸出功率對應(yīng)的效率曲線，包含本文所提變換器的理論和實(shí)驗(yàn)效率以及文獻(xiàn)［16-17］所提變換器的實(shí)驗(yàn)效率數(shù)據(jù)。實(shí)驗(yàn)時通過改變負(fù)載從而改變輸出功率，本文所提變換器實(shí)測效率最高為60 W時97.5％，工作于

額定200 W功率輸出得到的效率約為95.1%。從圖10可看出本文所提變換器效率在大部分情況下明顯高于其他兩個變換器，性能較優(yōu)秀。

6 結(jié) 論

本文提出一種可應(yīng)用于新能源發(fā)電系統(tǒng)的雙繞組高效率高升壓DC-DC變換器。通過理論分析，經(jīng)過計算以及實(shí)驗(yàn)結(jié)果的論證，證明該變換器具備以下幾個特點(diǎn)：

1）所提變換器合理運(yùn)用開關(guān)電容和耦合電感技術(shù)，電壓增益較高，且結(jié)構(gòu)簡單、能量損耗較小。

2）實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明二極管VD1、VD3做到了零電流關(guān)斷，VD3實(shí)現(xiàn)了零電壓導(dǎo)通，大幅減小了損耗，提高了變換器的效率。

3）無源鉗位回路能有效吸收漏感能量、解決開關(guān)管S電壓尖峰高的問題，器件應(yīng)力較小。

4）輸入電流連續(xù)，可承受較大電流。

基于上述特性，該變換器可應(yīng)用于光伏發(fā)電等新能源領(lǐng)域，可滿足系統(tǒng)中升高電壓從而達(dá)到并網(wǎng)電壓等級的需求，并且能量損耗較小，性能較優(yōu)秀。

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TWO-WINDS HIGH EFFICIENCY HIGH STEP-UP DC-DC CONVERTER APPLICABLE TO NEW ENERGY POWER GENERATION SYSTEM

Ye Ruiming，Zhang Min，Xue Pengfei，Yuan Chenggong，Zhao Zhenwei，Zhao Chang

（School of Information and Control Engineering， Qingdao University of Technology， Qingdao 266520， China）

Keywords：DC-DC converter； coupling circuit； gain regulation； new energy power generation； high efficiency； continuous input current