張家運，李文海，孫偉超，王洪春

（海軍航空大學，山東 煙臺 264001）

雷達探測技術的不斷發(fā)展以及新體制、新技術的應用，使雷達目標檢測識別能力獲得了較大的提升，這對現(xiàn)階段的雷達干擾技術水平提出了新的挑戰(zhàn)。針對雷達干擾問題，傳統(tǒng)有源壓制性干擾通過主動發(fā)射噪聲類和隨機脈沖等隨機信號，或主動轉(zhuǎn)發(fā)密集規(guī)則脈沖等確知信號等方法[1]，使被干擾雷達接收到的目標回波淹沒在噪聲背景中，致使目標信號模糊不清或完全被遮蓋，從而降低被干擾雷達的目標檢測或跟蹤精度。射頻噪聲干擾（RF Noise Jamming）作為1 種典型雷達有源壓制性干擾樣式，目前已被廣泛應用。

射頻噪聲干擾的功率譜形狀和幅度分布同高斯白噪聲，并具有有源壓制性干擾的最佳干擾波形，被廣泛應用于雷達干擾領域[2]。由于理論上射頻噪聲干擾信號的包絡電壓服從瑞利分布，這要求射頻放大鏈具有很大的線性動態(tài)范圍[3]，目前采用的功率放大器件幾乎不能無失真地放大此干擾信號，因此，射頻噪聲干擾的信號分布都是非正態(tài)或接近正態(tài)的。針對以上問題，如何平衡干擾信號統(tǒng)計特性與功率的矛盾，改善射頻噪聲干擾信號的品質(zhì)因素，已成為研究射頻噪聲干擾生成的重要課題。

目前，圍繞射頻噪聲干擾信號品質(zhì)因素的相關研究較少：文獻[4]采用硬限幅方法，直接改變噪聲信號的峰均比，提高了干擾機功率放大器的功效，但直接限幅會導致干擾信號統(tǒng)計特性發(fā)生改變，影響干擾作用效果；文獻[5]在硬限幅的基礎上，討論了軟限幅的方法，對信號的實部、虛部分別進行非線性變換處理，但這樣會導致干擾信號頻譜發(fā)生畸變；文獻[6]分析了射頻噪聲干擾的作用效果，給出直接限幅條件下壓制性干擾樣式的評估準則。本文在研究射頻噪聲信號的產(chǎn)生原理及文獻[6]射頻噪聲干擾信號品質(zhì)因素模型的基礎上，提出1 種射頻噪聲干擾信號品質(zhì)優(yōu)化方法，通過采用預限幅與幅值判別方法，提高限幅條件下射頻噪聲干擾信號的品質(zhì)因素，改善信號直接限幅引起的信號幅值非正態(tài)分布問題；最后，通過軟件仿真驗證了該方法的效果，并利用FPGA 進行了硬件電路實現(xiàn)，驗證了該方法的可行性。

1 射頻噪聲干擾

射頻噪聲是指采用合適的濾波器對高斯白噪聲濾波放大后得到的有限頻帶的噪聲，又被稱為直接放大噪聲，表達式如下[3]：

式（1）中：J(t)為窄帶高斯過程，其包絡過程Un(t)服從瑞利分布；相位過程?(t)服從[0,2π)均勻分布，并與包絡過程Un(t)相互獨立；噪聲載頻ωj為固定值，且遠大于噪聲帶寬。

目前，射頻噪聲干擾的合成方法主要分為模擬式和數(shù)字式2 種。本文以數(shù)字合成式方法為研究對象，基于數(shù)字干擾合成（Digital Jamming Synthesis，DJS）技術產(chǎn)生射頻噪聲干擾信號[7]，原理框圖如圖1所示。

式（2）中：R(τ)為干擾信號的自相關函數(shù)；；τ為時移量；σ2為干擾信號的方差。

射頻噪聲干擾的功率譜可以表示為：

可以看出，射頻噪聲干擾的中心譜寬與時鐘信號相對應，自相關函數(shù)R(τ)與功率譜G(ω)如圖2所示。

圖2 噪聲自相關函數(shù)與功率譜Fig.2 Autocorrelation function and power spectrum of noise

以上討論了理論條件下的射頻噪聲基帶信號統(tǒng)計特性，但在實際使用的過程中，由于射頻放大鏈動態(tài)范圍的限制，使得輸出的干擾波形發(fā)生限幅，改變了干擾波形的概率分布，影響了射頻噪聲干擾的干擾效果。

2 射頻噪聲信號品質(zhì)因素

射頻噪聲干擾限幅原理如圖3所示。

圖3 射頻噪聲干擾限幅原理圖Fig.3 Schematic diagram of RF jamming amplitude limiting

式（4）中，

根據(jù)統(tǒng)計無線電理論[14]可知，限幅后變?yōu)殡S機脈沖串部分的總功率為UL2[1 -φ(ULσ)]，則限幅后射頻噪聲總平均功率為：

在此基礎上，考慮隨機脈沖串之間的時間維度的隨機性，部分雷達采用的帶限中頻放大器會再次將限幅脈沖串的時間維度隨機性轉(zhuǎn)變?yōu)榉染S的隨機性。因此，經(jīng)過帶限中頻放大器后生成的隨機幅值脈沖的熵功率仍具備一定干擾效果。

結(jié)合限幅引起的熵功率部分，限幅后射頻噪聲中起到直接干擾作用的總功率為：

綜上，限幅射頻噪聲的品質(zhì)因素近似為：

式（8）中：ηnmr為噪聲的品質(zhì)因素；KL為限幅系數(shù)，KL=σ UL，表示限幅對干擾信號的綜合影響。

由式（8）可以看出，射頻噪聲的品質(zhì)因素隨限幅系數(shù)的增加而下降。當限幅系數(shù)為無窮大時，品質(zhì)因素為0，當射頻噪聲信號完全未限幅時，品質(zhì)因素為1，這說明噪聲品質(zhì)因素與噪聲的方差有關，當限幅系數(shù)一定時，方差越大，品質(zhì)因素越高。

3 基于雙通道判別的干擾改進方法

結(jié)合第2 節(jié)分析，直接限幅使射頻噪聲信號出現(xiàn)直流分量，會降低射頻噪聲信號的品質(zhì)因素，針對這種影響，本文對射頻噪聲干擾產(chǎn)生的數(shù)字基帶部分進行改進，給出1 種基于預限幅的基帶噪聲信號產(chǎn)生方法，基本結(jié)構框圖，如圖4所示。

圖4 干擾改進方法原理圖Fig.4 Schematic diagram of interference improvement method

在DJS 電路基礎上，設置2 路地址序列對正交基帶噪聲數(shù)據(jù)進行讀取，其中波形數(shù)據(jù)存儲器數(shù)量與添加序列數(shù)匹配，并保持存儲數(shù)據(jù)一致。本文選取偽隨機讀取法作為地址尋址方法，假設地址產(chǎn)生器由m序列發(fā)生器組成，在1個時鐘周期內(nèi)，并行生成2路地址序列對存儲器組進行尋址，生成的噪聲數(shù)據(jù)可認為是同源并滿足相互獨立。假設選擇“地址產(chǎn)生器1”作為基帶噪聲預限幅通道，“地址產(chǎn)生器2”支路為備選通道，通過在預限幅通道設置預限幅門限，判定信號幅值是否在限幅區(qū)間內(nèi)，若預限幅通道的干擾信號幅值超出限幅區(qū)間，則選擇備選通道噪聲數(shù)據(jù)輸出。

由式（7）可知，直接限幅后的信號能起到干擾作用的功率大小為P～，當添加1路信號后，生成的2路信號滿足獨立同分布，則經(jīng)過限幅判別修正后的功率大小為：

結(jié)合式（9）（10），修正后的品質(zhì)因素為：

在圖4 的基礎上，如果允許消耗更多的時間與空間資源，設置更多級的延時與多組數(shù)據(jù)存儲空間，循環(huán)執(zhí)行判別電路，則可以進一步提高噪聲品質(zhì)因素。綜上所述，執(zhí)行步驟如圖5所示。

圖5 干擾改進方法流程圖Fig.5 Flow chart of interference improvement method

4 實驗驗證

在已知干擾機發(fā)射參數(shù)條件下，本節(jié)對射頻噪聲干擾進行仿真驗證，以分析其在不同方法、不同參數(shù)條件下的變化。

4.1 不同參數(shù)條件下噪聲品質(zhì)因素變化

設噪聲數(shù)據(jù)服從均值為0、方差為σ2的正態(tài)分布，首先,計算不同限幅系數(shù)條件下的品質(zhì)因素，如圖6所示。

圖6 不同參數(shù)下的干擾品質(zhì)因素變化Fig.6 Variation of interference quality factors with different parameters

上述仿真結(jié)果表明，當方差一致時，品質(zhì)因素隨著限幅系數(shù)的增大而降低，相較于直接限幅方法，改進方法能夠獲得更高的品質(zhì)因素。隨著噪聲數(shù)據(jù)方差的增大，直接限幅與改進方法之間的差異減小，品質(zhì)因素變化曲線的凸凹性更加明顯，且隨著限幅系數(shù)增大，品質(zhì)因素變化減緩程度更高。

圖7為直接限幅后產(chǎn)生的起到干擾作用的隨機脈沖串功率隨限幅系數(shù)變化情況。

圖7 不同參數(shù)下的隨機脈沖干擾功率變化Fig.7 Variation of random pulse interference power with different parameters

隨著限幅系數(shù)KL的增大，隨機脈沖串的功率呈遞增趨勢，當限幅系數(shù)進一步增大，干擾信號的頂部被“削平”，隨機脈沖串的成分增加，直流分量增大，并且隨機脈沖串的隨機性減小，熵功率降低。因此，當限幅系數(shù)繼續(xù)增大時，能起到干擾作用的隨機脈沖功率降低。同時，同一限幅系數(shù)條件下，隨機脈沖串的干擾功率與噪聲方差呈現(xiàn)正相關特性，且隨著噪聲方差增大，干擾功率曲線的變化趨勢更加明顯。

4.2 射頻噪聲干擾信號級仿真

基于噪聲信號產(chǎn)生原理對射頻噪聲干擾進行信號級仿真，采用偽隨機讀取法讀取噪聲數(shù)據(jù)，仿真中，設置基帶噪聲帶寬為1 MHz，時鐘頻率為50 MHz，采用線性反饋移位寄存器[15]（Linear Feedback Shift Register，LFSR）作為m 序列發(fā)生器，LFSR 位數(shù)為20 bit，存儲器容量設置為0.5 MB，DAC位數(shù)設置為12位，限幅系數(shù)為1，時鐘頻率為50 MHz，仿真時長為1 ms，仿真結(jié)果如圖8～10所示。

圖8 射頻噪聲時域信號圖Fig.8 Time domain signal diagram of RF noise

圖8 分別是未限幅、直接限幅和改進方法限幅后的噪聲時域波形，對比圖8 a）與8 b）、c），經(jīng)過限幅后的噪聲信號“尖頭”減少，直接限幅后信號中被“削平”的部分轉(zhuǎn)化為隨機脈沖串，直流分量成分增加，改進方法通過判別替代的方法，降低直接限幅引起的直流分量，改善噪聲品質(zhì)因素。

圖9 利用核密度估計[16]的方法，對直接限幅與改進方法產(chǎn)生的噪聲數(shù)據(jù)進行分布擬合估計。可以看出，直接限幅得到的噪聲分布在兩側(cè)形成“尖峰”畸變，改進方法生成的噪聲分布更加接近于正態(tài)分布，表明改進方法能夠有效改善直接限幅引起的噪聲分布畸變問題，從而提高射頻噪聲信號的品質(zhì)因素。同時，結(jié)合圖10，對比2種方法條件下輸出基帶信號的頻譜，本文方法相對于直接限幅方法存在頻譜展寬的問題，這會在一定程度上造成干擾信號的頻譜失真和帶外輻射，對干擾頻帶以外的信號造成影響[17]。

圖9 不同方法干擾分布密度估計Fig.9 Distribution density estimation with different methods

圖10 頻率不同方法干擾頻譜圖Fig.10 Interference spectrum of different methods

4.3 FPGA驗證與實現(xiàn)

在射頻干擾信號仿真的基礎上，基于FPGA 進行板級驗證，結(jié)合協(xié)同仿真的方式，驗證本文方法的可行性與有效性[18-21]?；?.2 節(jié)仿真參數(shù)，搭建FPGA電路，對信號的數(shù)字部分進行實現(xiàn)，利用IDE 平臺對設計電路進行仿真，得到結(jié)果如圖11所示。

圖11 FPGA噪聲信號仿真圖Fig.11 FPGA-based interference signal simulation diagram

結(jié)果表明，本文設計的方法能夠通過FPGA 實現(xiàn)噪聲的數(shù)字信號生成，驗證了本文方法具有可行性。

5 結(jié)論

本文基于直接限幅條件下的射頻噪聲干擾信號品質(zhì)因素模型，圍繞射頻噪聲信號產(chǎn)生原理，提出了1種基于雙通道判別的射頻噪聲干擾信號生成優(yōu)化方案。通過理論分析與仿真實驗，驗證了直接限幅對噪聲品質(zhì)因素的影響。相對于直接限幅方法，本文所提方法能夠獲得更高的噪聲品質(zhì)因素，有效改善射頻噪聲信號分布，并通過FPGA 驗證了方法的可行性。本文僅對射頻噪聲干擾進行了討論，針對其他干擾樣式的優(yōu)化問題是下一步的研究方向。