安進(jìn)朝, 張松軼, 康志杰

(1.河北遠(yuǎn)東通信系統(tǒng)工程有限公司, 河北 石家莊 050200;2.河北省專網(wǎng)通信技術(shù)創(chuàng)新中心, 河北 石家莊 050200)

0 引言

隨著5G 通信[1-2]、高頻汽車?yán)走_(dá)[3-4]和人體智能安檢等行業(yè)應(yīng)用的跨越式發(fā)展,高頻無(wú)線通信[5-6]以其干凈的頻譜環(huán)境、更高的信道容量和更小的設(shè)備體積等特點(diǎn),越來(lái)越受到廣泛關(guān)注。

作為無(wú)線通信系統(tǒng)中非常重要的射頻前端部件,天饋系統(tǒng)的性能指標(biāo)會(huì)直接影響整個(gè)系統(tǒng)的通信能力,高性能的天饋系統(tǒng)[7-8]可以更好地滿足高速數(shù)據(jù)傳輸?shù)男枨蟆?尤其對(duì)于高頻電磁波,其本身具有較大的自由路徑損耗和穿透衰減,所以對(duì)天線的各項(xiàng)技術(shù)指標(biāo)提出了更高的要求。 因此,如何讓天線保持高增益、高效率的同時(shí),還兼具小體積、易安裝的優(yōu)點(diǎn),是許多工作人員研究的熱點(diǎn)。 目前市面上常見(jiàn)的高頻天線有反射面天線、低溫共燒陶瓷(LTCC)微帶天線等,傳統(tǒng)的反射面天線[9]具有高增益、高效率的特點(diǎn),但是其拋物面的焦距會(huì)占用很大的空間,在天線安裝空間選擇上會(huì)受到一定的制約。 LTCC 微帶天線[10-12]具有低輪廓、平面化和寬頻帶的特性,但是其功率的合成需要大規(guī)模的無(wú)源合成饋電網(wǎng)絡(luò),會(huì)導(dǎo)致很高的傳輸損耗,大大降低天線的綜合使用效率[13-15]。 與上述2 種天線相比,大規(guī)模波導(dǎo)縫隙陣列天線[16-18]具有高增益、無(wú)寄生輻射和無(wú)介質(zhì)傳輸損耗的優(yōu)勢(shì),并可通過(guò)多層波導(dǎo)饋電結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)較寬的阻抗帶寬。

本文提出了一種高效率波導(dǎo)縫隙陣列天線,其由16×16 輻射整陣列組成,由下而上可分為波導(dǎo)網(wǎng)絡(luò)、耦合縫隙、諧振腔、輻射縫隙和輻射喇叭共5 層結(jié)構(gòu)。 其中,波導(dǎo)網(wǎng)絡(luò)層采用低溫焊接工藝,可以實(shí)現(xiàn)低損耗、高效率的信號(hào)傳輸,與傳統(tǒng)焊接工藝比較,其成本可以得到有效降低;輻射喇叭層通過(guò)在輻射縫隙上加載喇叭結(jié)構(gòu),有效提高了天線的口徑效率。 該16×16 波導(dǎo)縫隙陣列天線不僅具備小型化、低輪廓和低成本的特點(diǎn),而且在工作帶寬、口徑效率、回波損耗、增益和副瓣電平等性能指標(biāo)上都有著很好的提升。

通過(guò)使用三維電磁仿真軟件Ansoft HFSS 進(jìn)行仿真分析,結(jié)果顯示該天線可在14. 5~15. 35 GHz的工作頻率內(nèi),實(shí)現(xiàn)80%以上的口徑效率和32 dB以上的天線增益。

1 天線組成結(jié)構(gòu)

傳統(tǒng)的縫隙陣列天線的設(shè)計(jì)為單層波導(dǎo)饋電網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu),本文介紹的高效率波導(dǎo)縫隙陣列天線結(jié)構(gòu)示意如圖1 所示,由下而上可分為5 層結(jié)構(gòu),即波導(dǎo)網(wǎng)絡(luò)、耦合縫隙、諧振腔、輻射縫隙和輻射喇叭。 該結(jié)構(gòu)形式具有加工簡(jiǎn)單、可靠性高的特點(diǎn)。

圖1 波導(dǎo)縫隙陣列天線結(jié)構(gòu)示意Fig.1 Structure diagram of waveguide slot array antenna

其中,輻射喇叭的單元間距為0.86λ(λ為天線工作中心頻率對(duì)應(yīng)的波長(zhǎng)),輻射縫隙與輻射喇叭采用一對(duì)一的結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì),并位于輻射喇叭的正下方;4 個(gè)耦合縫隙設(shè)置在諧振腔的4 個(gè)頂點(diǎn)位置,其單元間距為輻射喇叭的間距,并饋波導(dǎo)網(wǎng)絡(luò)位于波導(dǎo)陣列天線的最底層,其傳輸?shù)确⑼嗟碾姶挪ㄐ盘?hào)。

2 2×2 輻射子陣列設(shè)計(jì)

為了更好地分析天線的性能,首先對(duì)天線的2×2輻射子陣列電磁結(jié)構(gòu)進(jìn)行仿真分析,其電磁結(jié)構(gòu)模型如圖2 所示。

圖2 2×2 輻射子陣列的結(jié)構(gòu)模型Fig.2 Structural model of the 2×2 radiative sub-array

結(jié)構(gòu)最底層為矩形波導(dǎo),其末端設(shè)置有耦合縫隙進(jìn)行激勵(lì);耦合縫隙的上方為諧振腔,將耦合縫隙的位置設(shè)置在諧振腔下表面的中心位置;經(jīng)過(guò)耦合縫隙激勵(lì),矩形諧振腔體內(nèi)部可產(chǎn)生強(qiáng)諧振,諧振腔將能量信號(hào)均勻輸送到4 個(gè)輻射縫隙處。 諧振腔內(nèi)部的電流分布如圖3 所示。 從圖3 可以看到,諧振腔內(nèi)的電場(chǎng)呈對(duì)稱性分布,紅色區(qū)域顯示腔體內(nèi)壁的極化面一側(cè)直角邊處電場(chǎng)強(qiáng)度較大,而輻射縫隙作為諧振腔體表面的開(kāi)縫結(jié)構(gòu),通過(guò)擾動(dòng)腔體的表面電流產(chǎn)生輻射,因此縫隙源的輻射效率并不高。為了進(jìn)一步提高縫隙源輻射的定向性,在其上表面加載了輻射喇叭結(jié)構(gòu),可將該結(jié)構(gòu)視為二次輻射源,在不增加輻射面積的條件下,有效提高天線的口徑效率。

圖3 2×2 輻射子陣列諧振腔的電流分布Fig.3 The current distribution of the resonator of the 2×2 radiative sub-array

為了保證陣列天線的方向圖不出現(xiàn)柵瓣,其輻射單元的間距應(yīng)小于最高工作頻段的對(duì)應(yīng)波長(zhǎng)。 因此,考慮到該款波導(dǎo)縫隙陣列天線設(shè)定的工作頻率是14.5~15.35 GHz,因此將天線的單元間距設(shè)定為13.75 mm,可獲得較好的方向圖幅度包絡(luò)分布。 各項(xiàng)結(jié)構(gòu)參數(shù)值的設(shè)定如表1 所示。

表1 2×2 輻射子陣列的結(jié)構(gòu)參數(shù)Tab.1 Structural parameters of the 2×2 radiative sub-array單位:mm

其中,A為輻射喇叭的高度,B為耦合縫隙的高度,C為諧振腔體的高度,D為激勵(lì)縫隙高度,E為波導(dǎo)高度,F為2×2 輻射子陣列中的單元間距。 天線的中心頻率設(shè)定為14.925 GHz,通過(guò)HFSS 對(duì)輻射子陣列的駐波比(VSWR)進(jìn)行仿真,仿真結(jié)果表明,諧振腔體高度C的尺寸變換對(duì)天線的工作帶寬影響較大。C為不同數(shù)值時(shí)天線的駐波比曲線如圖4 所示。 可以看到,隨著腔體高度的逐漸減小,天線的駐波比帶寬逐漸變寬,考慮到機(jī)械加工的容差對(duì)天線性能的影響,以及其他參數(shù)與腔體高度之間的相關(guān)影響,選擇2.5 mm 為最終的諧振腔體高度,此時(shí)2×2 輻射子陣列VSWR≤1. 5 的相對(duì)帶寬可以達(dá)到22%。

圖4 2×2 輻射子陣列的駐波比Fig.4 The VSWR of the 2×2 radiative sub-array

接下來(lái)對(duì)2×2 輻射子陣列的主極化和交叉極化輻射方向圖進(jìn)行仿真分析,仿真結(jié)果如圖5 所示,可以看到,交叉極化電平在法線輻射方向低于-50 dB。

圖5 2×2 輻射子陣列主極化、交叉極化方向圖Fig.5 The polarization pattern of the 2×2 radiative sub-array

3 16×16 陣列天線分析

基于2×2 輻射子陣列電磁結(jié)構(gòu),采用電磁全波分析設(shè)計(jì)方法,對(duì)16×16 波導(dǎo)縫隙陣列結(jié)構(gòu)進(jìn)行仿真分析。 16×16 波導(dǎo)縫隙陣列由波導(dǎo)并饋網(wǎng)絡(luò)和子陣列組成,天線結(jié)構(gòu)的主材料為金屬鋁,16×16 陣列的回波損耗隨頻率變化的響應(yīng)曲線如圖6 所示,可以看出,回波損耗在14. 5~15. 35 GHz 的工作頻帶內(nèi)持續(xù)小于-15 dB。

圖6 16×16 波導(dǎo)縫隙陣列的回波損耗仿真Fig.6 The return loss simulation of the 16×16 waveguide slot array

進(jìn)一步對(duì)16×16 波導(dǎo)縫隙陣列的輻射方向圖進(jìn)行仿真,結(jié)果如圖7 所示。 14.5 GHz 頻點(diǎn)對(duì)應(yīng)的方向性系數(shù)為33. 45 dB,增益為33. 25 dB,口徑效率為82%;15. 35 GHz 頻點(diǎn)對(duì)應(yīng)的方向性系數(shù)為33.65 dB,增益為33. 25 dB,口徑效率88%,其中,金屬導(dǎo)體損耗0. 22 dB。 在整個(gè)14. 5~15. 35 GHz的工作帶寬內(nèi),16×16 波導(dǎo)縫隙陣列天線的增益大于32.2 dB,口徑效率大于82%。 與傳統(tǒng)的波導(dǎo)縫隙陣列天線相比,具有更寬的工作帶寬,圖中出現(xiàn)工作頻帶內(nèi)增益數(shù)值隨頻率呈現(xiàn)波動(dòng)的情況,主要是由天線本身回波損耗的頻響與陣列單元間距近似一個(gè)自由空間的波長(zhǎng)影響所致。

圖7 16×16 波導(dǎo)縫隙陣列的方向性系數(shù)Fig.7 The directivity coefficient of the 16×16 waveguide slot array

3.1 天線的加工

為了更好地驗(yàn)證仿真設(shè)計(jì)的結(jié)果,對(duì)上述16×16 波導(dǎo)縫隙陣列天線進(jìn)行實(shí)物加工,并通過(guò)低溫焊接加工技術(shù)將3 層鋁材結(jié)構(gòu)組裝在一起。 考慮到加工過(guò)程中會(huì)產(chǎn)生容差和裝配誤差,在設(shè)計(jì)時(shí)將天線的整體尺寸誤差設(shè)定為20 μm,因此在加工過(guò)程中要補(bǔ)償相應(yīng)的誤差。 實(shí)際加工出的天線樣件如圖8所示,每層天線的厚度4~6 mm。 由于大面積鋁材的強(qiáng)度較低,加工時(shí)在每層鋁片結(jié)構(gòu)體上都設(shè)置有定位銷釘,用于裝配時(shí)實(shí)現(xiàn)較高的裝配精度,同時(shí)也可以避免由電磁信號(hào)的不連續(xù)損耗及電磁泄露導(dǎo)致的天線增益下降。

圖8 天線加工樣件Fig.8 The antenna processing sample

3.2 回波損耗測(cè)試

使用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀對(duì)天線樣件進(jìn)行實(shí)際測(cè)試,并將實(shí)際測(cè)試結(jié)果與前期仿真結(jié)果進(jìn)行對(duì)比分析。 圖9 給出了16×16 波導(dǎo)縫隙陣列天線回波損耗的仿真和實(shí)測(cè)對(duì)比曲線,由于存在加工誤差,導(dǎo)致仿真的數(shù)值和實(shí)測(cè)結(jié)果存在一定的偏差,但是偏差保持在允許的范圍之內(nèi)。 從圖9 可以看出,駐波比小于2. 0 的天線相對(duì)帶寬為20%,同時(shí)在14. 5 ~15.35 GHz 的范圍內(nèi),駐波比保持小于1.5。

圖9 16×16 波導(dǎo)縫隙陣列的回波損耗實(shí)測(cè)與仿真對(duì)比Fig.9 Comparison of the measured and simulated return loss of the 16×16 waveguide slot array

天線的裝配誤差主要在二維平面方向上,為了進(jìn)一步分析天線加工誤差帶來(lái)的影響,以誤差值為變化量,分別仿真其為20,50,100 μm 時(shí)天線的回波損耗參數(shù),如圖10 所示。 由仿真結(jié)果可以看出,回波損耗的曲線基本不受誤差量的影響,曲線形狀幾乎沒(méi)有太大變化。

圖10 16×16 波導(dǎo)縫隙陣列天線的回?fù)軗p耗加工誤差仿真Fig.10 Simulation of the effect of processing error on the return loss of the 16×16 waveguide slot array

3.3 方向性、增益、口徑效率測(cè)試

在微波暗室中,對(duì)16×16 波導(dǎo)縫隙陣列天線的方向性系數(shù)、增益和交叉極化等參數(shù)指標(biāo)進(jìn)行測(cè)試。經(jīng)過(guò)計(jì)算,天線的口徑面積為0.07 m2,并以此為基礎(chǔ)估算天線的口徑效率。 經(jīng)過(guò)測(cè)試,天線增益與口徑效率隨頻率變化的示意如圖11 所示。 由圖11 可以看出,該天線在最低頻點(diǎn)14. 5 GHz 處,對(duì)應(yīng)的增益為32. 2 dB,其口徑效率為82. 2%;在最高頻點(diǎn)15.35 GHz 處,對(duì)應(yīng)的增益為32.3 dB,其口徑效率為82.4%;在整個(gè)14.5~15.35 GHz 的工作頻帶內(nèi),天線增益均大于32. 2 dB,帶寬內(nèi)口徑效率大于80%,同時(shí)帶寬內(nèi)交叉極化電平低于-30 dB。

圖11 天線增益與口徑效率Fig.11 The antenna gain and aperture efficiency

3.4 輻射方向圖

天線整體的饋電網(wǎng)絡(luò)采用的是波導(dǎo)形式的并饋網(wǎng)絡(luò),具備等幅、同相分布的特征,其輻射方向圖的理論副瓣電平為-13.4 dB。 經(jīng)過(guò)實(shí)際測(cè)試,在圖12 中給出了其E 面、H 面在工作帶寬內(nèi)高(15.35 GHz)、中(14.925 GHz)、低(14. 5 GHz)3 個(gè)頻點(diǎn)的輻射方向圖。

由圖12 可以看出,在整個(gè)工作帶寬內(nèi),方向圖基本沒(méi)有柵瓣出現(xiàn),波瓣的分布沒(méi)有出現(xiàn)明顯的變化,其第一副瓣電平為-13 dB,符合等幅、同相激勵(lì)陣列天線輻射方向圖中副瓣的分布特性。

圖12 E 面/H 面的測(cè)試方向圖Fig.12 The test pattern of E-plane and H-plane

3.5 樣件的實(shí)際測(cè)試結(jié)果

通過(guò)對(duì)樣件的實(shí)際測(cè)試結(jié)果可以得出:該16×16 波導(dǎo)縫隙陣列天線在14.5~15.35 GHz 的工作帶寬內(nèi),駐波比小于1.5,天線的口徑效率大于82%,帶寬內(nèi)增益大于32. 2 dB,帶寬內(nèi)交叉極化電平小于-30 dB,樣件實(shí)測(cè)結(jié)果與傳統(tǒng)天線比較如表2所示。

表2 樣件實(shí)測(cè)結(jié)果與傳統(tǒng)天線比較Tab.2 Comparison of the sample with traditional antenna

4 結(jié)束語(yǔ)

本文提出并設(shè)計(jì)了一種加載輻射喇叭單元的高效率、低輪廓、高增益的16×16 波導(dǎo)縫隙陣列天線,首先對(duì)基本的2×2 輻射子陣列的電磁結(jié)構(gòu)、輻射機(jī)理等原理特點(diǎn)進(jìn)行分析,并通過(guò)Ansoft HFSS 對(duì)其關(guān)鍵性能指標(biāo)進(jìn)行掃描分析,進(jìn)而給出了仿真結(jié)果;基于對(duì)2×2 輻射子陣列的仿真分析結(jié)果,進(jìn)一步重點(diǎn)分析了16×16 波導(dǎo)縫隙陣列天線的電磁特性,并通過(guò)樣件的加工,以及對(duì)樣件回波損耗、口徑效率和輻射方向圖等參數(shù)的實(shí)際測(cè)試,研究分析了基于低成本、低溫焊接技術(shù)的相關(guān)加工和裝配誤差對(duì)該天線電氣性能的影響。 通過(guò)對(duì)樣件的實(shí)際測(cè)試結(jié)果表明,該天線技術(shù)非常適用于大型有源陣列天線系統(tǒng),可實(shí)現(xiàn)高頻電磁波的有效接收與發(fā)射,其本身具有高效率、低成本、易安裝和輕質(zhì)等優(yōu)勢(shì),具有非常好的應(yīng)用前景。