陳金，王春芳，王京雨，盧哲，盧心雨

(青島大學(xué) 電氣工程學(xué)院，山東 青島 266071)

近年來，無線電能傳輸(wireless power transfer，WPT)技術(shù)以其便捷、安全、可靠性高等特點(diǎn)已經(jīng)在電動汽車[1-3]、植入式生物醫(yī)學(xué)設(shè)備[4]以及消費(fèi)電子[5-6]等領(lǐng)域得到了初步應(yīng)用。

蓄電池的典型充電曲線如圖1所示。為了讓同一套無線充電系統(tǒng)同時(shí)具備先恒流后恒壓充電的功能，有下述的幾種方法。

圖1 蓄電池的典型充電曲線

文獻(xiàn)[7-8]采用副邊電路加入額外的變換器的方法來控制實(shí)現(xiàn)恒流輸出和恒壓輸出。這種方法雖然效果好，但是額外的變換器會增加額外的功率損耗和成本。更多的研究傾向于采用補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)來實(shí)現(xiàn)恒流輸出和恒壓輸出，目的是提高效率和降低成本。

文獻(xiàn)[9-11]采用混合拓?fù)鋪韺?shí)現(xiàn)恒流恒壓充電，其原理是通過模式開關(guān)來實(shí)現(xiàn)2種不同性質(zhì)(恒流或恒壓)的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)之間的切換。此外，文獻(xiàn)[12-14]研究了在不同頻率下實(shí)現(xiàn)不同性質(zhì)的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。例如，文獻(xiàn)[12]研究了一種雙邊LCC型的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，在這種補(bǔ)償拓?fù)湎拢瑢?shí)現(xiàn)恒流到恒壓的模式轉(zhuǎn)換只需要切換開關(guān)頻率。目前，所有對于實(shí)現(xiàn)恒流恒壓的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的研究都是基于直流源輸入的WPT變換器。實(shí)際上，一個完整的WPT充電電源如圖2所示，圖2中：us為輸入交流電源，PFC為功率因數(shù)(power factor，PF)校正電路。雖然原副邊的DC/DC變換器有時(shí)可以省去，但這種結(jié)構(gòu)下很難進(jìn)一步地提升效率。

圖2 傳統(tǒng)的多級WPT電源

在提高效率和降低成本方面，單級式WPT電源是很好的選擇，其已在一些場合得到了應(yīng)用，文獻(xiàn)[15-16]將無橋PFC與半橋變換器進(jìn)行了整合，這種結(jié)構(gòu)減少了功率半導(dǎo)體的數(shù)量以及它們所產(chǎn)生的損耗。在無線充電場合，文獻(xiàn)[17-19]研究了直接型AC/AC變換器，這種變換器可以直接從交流電源產(chǎn)生高頻電流，不存在直流環(huán)節(jié)。例如，文獻(xiàn)[17]研究了一種采用全橋電流饋電的直接AC/AC型WPT變換器，這種拓?fù)淇梢詫?shí)現(xiàn)高PF以及高質(zhì)量的輸入電流。然而，這種變換器一般采用矩陣變換器，即每個開關(guān)位置由2個開關(guān)管反向串聯(lián)，以實(shí)現(xiàn)雙向電壓電流控制。雖然省去了直流環(huán)節(jié)的電解電容，但是較多的開關(guān)管增加了系統(tǒng)成本。而且這類變換器由于省去直流環(huán)節(jié)，輸出一般帶有低頻紋波。

文獻(xiàn)[20]提出一種如圖3所示的單級式帶有無橋PFC的WPT諧振變換器，圖3中：DR1與DR2為原邊電路二極管，S1—S4為原邊電路的開關(guān)管，Lin為輸入電感，Cbus為直流環(huán)節(jié)母線電容，C1與C2為補(bǔ)償電容，Lp與Ls分別為原副邊線圈電感，M為互感，Cf為輸出濾波電感，R為等效負(fù)載。這種變換器采用較少的半導(dǎo)體器件，可以實(shí)現(xiàn)比較高的效率。但是變換器中的直流環(huán)節(jié)Cbus的電壓會隨著輸出功率的降低而升高，因此這種變換器的最低充電功率會被限制。此外，文獻(xiàn)[20]并未研究可以實(shí)現(xiàn)恒流恒壓輸出的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。

圖3 帶無橋升壓PFC的單級WPT變換器[20]

實(shí)現(xiàn)與負(fù)載無關(guān)的恒流恒壓輸出的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)還未在單級式WPT諧振變換器中研究過。這是因?yàn)樵诂F(xiàn)有單級式WPT變換器中，輸入補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的電壓并不是恒定的電壓源或者電流源。本文采用一種新的不對稱調(diào)制方式解決文獻(xiàn)[20]中存在的低功率輸出下直流環(huán)節(jié)電壓升高的問題，以提高充電范圍。在此基礎(chǔ)上，本文主要針對這種新的拓?fù)浼罢{(diào)制方式進(jìn)行補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)研究，將所提方案與能實(shí)現(xiàn)同種功能的交流輸入型WPT變換器進(jìn)行對比，以驗(yàn)證本文所提方案在效率和成本上具有優(yōu)越性。

1 單級式WPT電路原理及調(diào)制方式

圖4為圖3變換器前橋臂部分，即無橋升壓型PFC整流器等效電路，其中Ubus為直流環(huán)節(jié)母線電壓。從圖4可以看出，不管在輸入交流電壓的正半周還是負(fù)半周，這種無橋升壓型PFC整流橋都能象升壓變換器那樣工作，以實(shí)現(xiàn)PFC功能。

為了實(shí)現(xiàn)高PF和低總諧波失真(total harmonic distortion，THD)，輸入電感Lin的電流iin應(yīng)該工作在如圖5所示的斷續(xù)狀態(tài)，圖5中：Gs1與Gs2為前橋臂開關(guān)管的驅(qū)動信號，Da為等效升壓電路的占空比，Ts為開關(guān)周期，t0—t3為時(shí)間節(jié)點(diǎn)。

圖4 無橋Boost型PFC整流器等效電路

圖5 輸入電感Lin電流波形

當(dāng)圖4(a)中的S2開通時(shí)，Lin兩端的電壓為us，輸入電流iin為：

diin/dt=us/Lin.

(1)

當(dāng)S2關(guān)斷時(shí)，Lin兩端的電壓為us-Ubus，輸入電流可以表示為

diin/dt=(us-Ubus)/Lin.

(2)

由圖5所示，當(dāng)t0=0時(shí)，由伏秒平衡可得

(us/Lin)t1=-[(us-Ubus)/Lin](t2-t1).

(3)

當(dāng)t1=DaTs時(shí)，

t2=DaTs[Ubus/(Ubus-us)].

(4)

為了保證輸入電感的電流在一個完整的開關(guān)周期Ts內(nèi)為斷續(xù)狀態(tài)，t2必須小于或等于Ts，因此應(yīng)該滿足

DaTs[Ubus/(Ubus-us)]≤Ts?Usp/Ubus≤1-Da.

(5)

式中Usp為輸入電壓us的峰值。根據(jù)式(5)，要使變換器工作在電流斷續(xù)狀態(tài)，Da應(yīng)該滿足

(6)

一個工頻周期的平均輸入功率

(7)

根據(jù)式(7)可知，為了保持Ubus恒定，當(dāng)輸出功率發(fā)生變化時(shí)，Da應(yīng)當(dāng)隨之變化以穩(wěn)定Ubus。此外，為了通過補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)與負(fù)載無關(guān)的恒流恒壓輸出，輸入補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)電壓uAB的基波分量uAB1的幅值UAB1應(yīng)該保持恒定。

為解決文獻(xiàn)[20]中的低輸出功率下直流環(huán)節(jié)電壓升高的問題，擴(kuò)大充電范圍，本文采用一種如圖6所示的不對稱調(diào)制方式，利用前橋臂等效升壓電路占空比Da來穩(wěn)定Ubus。

圖6 不對稱調(diào)制方式

然而，Da的變化會造成uAB的基波分量發(fā)生變化。開關(guān)管S3與S4的占空比可以用來調(diào)整輸出功率，Gs3與Gs4為它們的驅(qū)動信號，但它們與Ubus的控制沒有直接關(guān)系，因此，通過調(diào)整S3與S4可以同時(shí)實(shí)現(xiàn)Ubus與uAB的基波電壓的恒定。在圖6所示的調(diào)制方式中，參數(shù)θa、θb、α+與α-為控制變量，ωs為開關(guān)角頻率。θa與θb分別為變換器的占空比(θa=2πDa,θb=2πDb)。Db為后橋臂占空比，用于與Da進(jìn)行協(xié)調(diào)控制。θa用于控制Ubus，θb用于控制UAB1的值，θa+α+=π始終成立，則有：

(8)

a1=sinθa+sinθb，

b1=2-cosθa-cosθb.

(9)

以及

(10)

根據(jù)式(10)，UAB1可以通過θa與θb的調(diào)整來保持恒定。當(dāng)Ubus被設(shè)置為340 V時(shí)，Da與Db之間的關(guān)系如圖7所示。由圖7可知，UAB1的值可以用來控制最小的充電功率。雖然控制策略與文獻(xiàn)[20]不同，但其工作模態(tài)仍然一致，因此本文不再詳細(xì)描述工作模態(tài)。

圖7 Da與Db之間的關(guān)系

2 補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的分析設(shè)計(jì)與ZVS的實(shí)現(xiàn)

在多級WPT諧振變換器中，輸入補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的電壓波形一般為對稱波形。在這種情況下，基波分量的相位可以被認(rèn)為是0°，這樣有利于金屬氧化物半導(dǎo)體場效晶體管(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor, MOSFET)實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)(zero voltage switching，ZVS)。然而，本文輸入電壓uAB的波形為非對稱，且存在直流分量。這會導(dǎo)致基波電壓uAB1的相位偏移出0°，且直流分量的存在會使磁耦合器發(fā)生飽和。因此，該拓?fù)湟笱a(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)應(yīng)具有隔離直流的能力。

打破單純以課堂考試結(jié)果評價(jià)學(xué)生的傳統(tǒng)做法，建立突出學(xué)生職業(yè)素質(zhì)的頂崗實(shí)習(xí)全程評價(jià)、校企多元考核的開放性評價(jià)體系（圖2所示）。將企業(yè)內(nèi)部人力資源管理機(jī)制融入到對學(xué)生的評價(jià)指標(biāo)體系中，實(shí)現(xiàn)在真正的職業(yè)環(huán)境中學(xué)生評價(jià)、教師評價(jià)與生產(chǎn)實(shí)踐過程中的各個環(huán)節(jié)及要素的全方位結(jié)合。突出能力導(dǎo)向，將能力訓(xùn)練、知識學(xué)習(xí)、素質(zhì)培養(yǎng)與職業(yè)技能鑒定相結(jié)合，體現(xiàn)頂崗實(shí)習(xí)評價(jià)的多元性和開放性，對頂崗實(shí)習(xí)學(xué)生進(jìn)行綜合的考核和評定[1]。

ZVS的實(shí)現(xiàn)原理如圖8所示，其中π/2-θ1為uAB的基波電壓的相位，φ為電路的輸入阻抗角，根據(jù)式(9)可得

(11)

為了實(shí)現(xiàn)ZVS，輸入補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)電流基波iAB1的相位如圖8所示。因此有：

圖8 ZVS實(shí)現(xiàn)原理

(12)

即

(13)

根據(jù)電路性質(zhì)對補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的要求，可以看出運(yùn)用頻率切換來實(shí)現(xiàn)恒流恒壓之間的切換在這種變換器中不可行。按照ZVS的要求，2種工作下模式需要保持1個相對較大的相位，而頻率切換型補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)很難在滿足恒流恒壓性質(zhì)的同時(shí)再滿足這種條件。因此，主要考慮混合拓?fù)鋪韺?shí)現(xiàn)恒流恒壓輸出。綜上所述，本文所提方案對補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的要求如下：

a)原邊補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)具有隔離直流的能力；

b)具有獨(dú)立參數(shù)可以調(diào)整輸入阻抗角，同時(shí)不破壞恒流與恒壓特性。

根據(jù)上述要求，本文提出表1中所示3種補(bǔ)償拓?fù)浞桨?。?中：Cp1、Cp2、Cs1、Cs2為補(bǔ)償電容，L1與L2為補(bǔ)償電感，S0、SA與SB為交流開關(guān)，Rac為等效交流阻抗。

表1 補(bǔ)償拓?fù)浞桨?/p>

方案1結(jié)合S-LCC與S-S補(bǔ)償，在恒流模式下為S-S補(bǔ)償，恒壓模式下為S-LCC補(bǔ)償。恒流模式滿足：

(14)

恒壓模式滿足：

(15)

(16)

方案1選用的器件較少，在效率上具有一定的優(yōu)勢。當(dāng)開關(guān)頻率確定時(shí)，輸出電流僅由互感M確定，磁耦合器需要專門設(shè)計(jì)。當(dāng)輸入輸出值變化時(shí)，磁耦合器需要重新設(shè)計(jì)。此外，恒流模式下為S-S補(bǔ)償，該補(bǔ)償方式的高次諧波抑制能力差。由于非對稱電壓波形的諧波含量高，因此輸出電流與計(jì)算值存在偏差。

方案2結(jié)合了DS-LCC與LCC-S補(bǔ)償，恒流模式下滿足：

(17)

恒壓模式下滿足：

(18)

方案2 中與負(fù)載無關(guān)的輸出電流與電壓可以表示為

(19)

方案2綜合了2種高階補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，具有很強(qiáng)的高次諧波抑制能力，輸出比較精準(zhǔn)。輸出電流與電壓可以通過磁耦合器參數(shù)外的變量來調(diào)節(jié)，不需要專門設(shè)計(jì)磁耦合器，但采用的器件較多。

方案3為LCC-SP拓?fù)洌懔鳁l件下滿足：

(20)

恒壓模式下滿足：

(21)

方案3 中與負(fù)載無關(guān)的輸出電流Io及電壓Uo的表達(dá)式為

(22)

方案3具備方案2的優(yōu)點(diǎn)，相對于方案2來說，方案3省掉了1個諧振電感，但是在高頻整流橋輸出側(cè)要采用LC濾波。方案3的計(jì)算過程比較復(fù)雜，且原副邊都有模式切換開關(guān)，具體實(shí)施會比較困難。

以方案2 為例展開分析，為了便于分析，假設(shè)式(23)中的關(guān)系成立，X與Y為常數(shù)。

(23)

并假設(shè)

Xe=λ1X.

(24)

式中Xe為Cp2與Lp的串聯(lián)等效阻抗值，λ1為比例系數(shù)。

同樣為了便于分析，補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)可以被看作1個二端口網(wǎng)絡(luò)，可以將補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)用矩陣的形式表示出來：

(25)

式中a11、a12、a21、a22為矩陣元素。當(dāng)電路工作在恒流模式時(shí)，補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)用矩陣ACC表示，

(26)

同理，當(dāng)電路工作在恒壓模式時(shí)，補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的等效二端口網(wǎng)絡(luò)表示為矩陣ACV，

(27)

將式(26)、(27)分別代入式(25)，驗(yàn)證該網(wǎng)絡(luò)具有恒流和恒壓輸出能力。

二端口網(wǎng)絡(luò)的輸入阻抗可以表示為

(28)

根據(jù)式(28)，為了讓輸入阻抗角滿足式(13)中的要求，應(yīng)使

a12a22-a11a21Req2>0.

(29)

將式(26)、(27)中的元素代入式(29)，可得

(30)

根據(jù)式(30)，有λ1<1即可使式(30)成立。因此有

(31)

根據(jù)式(31)，Cp2可以用來調(diào)整恒流及恒壓模式下的輸入阻抗角。為了在所研究范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)ZVS，當(dāng)Da變化時(shí)，式(13)中的關(guān)系應(yīng)當(dāng)一直滿足。圖9為二端口網(wǎng)絡(luò)輸入阻抗角隨占空比Da的變化曲線。如圖9所示，當(dāng)Cp2的值選擇合適時(shí)，可以確保ZVS實(shí)現(xiàn)。本文假設(shè)占空比Da在整個充電過程中從0.15變化到0.45。在圖9中：φmax和φmin分別為式(13)中φ的上限和下限，φCC為恒流模式下輸入阻抗角，φCV為恒壓模式下輸入阻抗角。當(dāng)輸入相位角位于φmax和φmin之間時(shí)，可以實(shí)現(xiàn)ZVS。

圖9 輸入阻抗角隨占空比Da的變化

分析提出的3種補(bǔ)償方案的優(yōu)缺點(diǎn)可知，以方案2為例分析的軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)在其他2種方案里同樣適用。不同的是，方案1與方案3需要分別調(diào)節(jié)恒流和恒壓模式下的輸入阻抗角，使其滿足要求。而方案2中Cp2對于恒流及恒壓模式下的輸入相位的影響是一致的，降低了設(shè)計(jì)難度。且由仿真驗(yàn)證，方案3中磁耦合器中的電流大于方案2。因此，本文采用方案2進(jìn)行進(jìn)一步的研究與驗(yàn)證。本文所采用的電路拓?fù)淙鐖D10所示。圖10中：Lf與Ci為輸入濾波電感與濾波電容組成的EMI濾波器，D1—D4為整流橋二極管。

圖10 混合補(bǔ)償下的單級無線電能傳輸諧振變換器

本文設(shè)計(jì)了360 W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)來驗(yàn)證所提出方案的正確性。設(shè)定輸入交流為110 V，則Usp的值為156 V。直流環(huán)節(jié)Ubus被設(shè)定為340 V，Lin選擇為65 μF。參數(shù)選定后Da與Db的關(guān)系如圖11所示。當(dāng)輸出功率增大時(shí)，Da的值逐漸增大，同時(shí)Db的值隨之減小?？梢詫a與Db之間的對應(yīng)關(guān)系輸入數(shù)字控制器，從而只需要在原邊對Ubus進(jìn)行閉環(huán)控制，即可實(shí)現(xiàn)恒流及恒壓輸出，省掉了原副邊的無線通信。

圖11 輸出功率從40 W到360 W占空比Da與Db的關(guān)系

表 2為所提出電路的參數(shù)，文中所有電路參數(shù)可以被確定。直流環(huán)節(jié)的二倍工頻紋波幅值與輸出功率、直流環(huán)節(jié)電壓及直流環(huán)節(jié)電容的容值有直接的關(guān)系。本文將直流環(huán)節(jié)二倍頻紋波含量控制在1%以內(nèi)，調(diào)整Cbus的容值是最簡單、最直接的方式，因此經(jīng)過計(jì)算與仿真，選擇直流環(huán)節(jié)的電解電容值為900 μF，即可滿足要求。

表2 所提出電路的參數(shù)表

圖12展示了當(dāng)輸入源為110 V交流源時(shí)不同WPT變換器的功率損耗分布。對比的對象均采用高階補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。假設(shè)當(dāng)輸入源為直流源時(shí)變換器的效率為93%[21-22]，整流橋及低壓斷續(xù)模式下Boost PFC的效率為95%[23-24]。假設(shè)輸出功率均為360 W，很明顯，本文所采用的單級式變換器在效率上優(yōu)于多級變換器。由于輸入阻抗角較大，功率損耗略高于無PFC型WPT變換器。然而，本文所提出的變換器在PF和總諧波含量上更具有優(yōu)勢。

圖12 不同WPT變換器的功率損耗分布

表3對幾種交流輸入型WPT系統(tǒng)拓?fù)溥M(jìn)行了對比。對比結(jié)果表示，本文所提方案采用了較少的半導(dǎo)體器件，且相對于原有單級WPT變換器，本文所提方案在功能和線圈設(shè)計(jì)自由度上更具有優(yōu)勢。

表3 WPT系統(tǒng)拓?fù)浔容^

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證本文所提出的單級式WPT變換器的優(yōu)越性，搭建如圖13所示的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)來實(shí)現(xiàn)5 A恒流輸出與72 V恒壓輸出。輸入電壓為交流110 V，系統(tǒng)工作頻率為85 kHz。2個對稱的圓形線圈直徑為24 cm，傳輸距離為10 cm。測得到磁耦合器的參數(shù)：Lp=88.3 μH，Ls=88.7 μH，互感M=22.18 μH，耦合系數(shù)k約為0.25。實(shí)驗(yàn)設(shè)備按圖中標(biāo)號順序包括：交流源、發(fā)射電路、松耦合變壓器、接收電路、電子負(fù)載、示波器及數(shù)字萬用表。MOSFET的型號為CGE1M120080，副邊4個二極管的型號為MBR20150。采用單片機(jī)STM32RCT6實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)控制。

圖13 實(shí)驗(yàn)設(shè)備圖

圖 14為輸入電流和輸入電壓的波形。如圖14所示，為了實(shí)現(xiàn)高PF，輸入變換器的電流iin為斷續(xù)形式。而輸入EMI濾波器的電流if為連續(xù)的，輸入電流與輸入電壓幾乎為同相位，意味著PF比較高。

圖14 輸入電壓和輸入電流。

圖 15為PF與THD隨負(fù)載的變化情況，如圖15(a)所示，額定負(fù)載下，PF在恒流及恒壓模式均可達(dá)到0.994。總體上，在40%～100%負(fù)載下，PF均大于0.99，THD低于20%，額定負(fù)載下的諧波含量為11.1%。

圖15 PF與THD隨負(fù)載的變化情況

相同功率下，恒流與恒壓模式的軟開關(guān)波形幾乎一樣，為節(jié)省篇幅，僅展示恒流模式下的軟開關(guān)波形，如圖16所示，uGS為開關(guān)管的驅(qū)動信號。當(dāng)輸出功率為360 W時(shí)，開關(guān)管承受電壓uDS的值穩(wěn)定在335～356 V，由于Ubus=uDS，可以看出，不對稱調(diào)制方式將Ubus電壓穩(wěn)定在340 V左右，避免了文獻(xiàn)[20]中存在的Ubus電壓升高而導(dǎo)致的充電范圍受限的問題。圖17(a)、(b)顯示了當(dāng)輸出功率為60 W時(shí)的軟開關(guān)波形圖，uDS的值保持在338～354 V。從圖16、17中可以看出開關(guān)管占空比發(fā)生了變化，圖16、17中占空比關(guān)系與圖11所述一致。

圖16 360 W輸出功率下的軟開關(guān)波形

圖17 60 W輸出功率下的軟開關(guān)波形。

圖18為當(dāng)輸出功率為360 W時(shí)，發(fā)射線圈、接收線圈分別在恒流和恒壓模式下的電流(iLP、iLS)波形，輸出電壓uBAT為參考波形?？梢钥闯鲈诓捎酶唠A補(bǔ)償?shù)淖饔孟?，磁耦合器中的電流近似于正弦波，諧波含量比較低。

圖18 輸出功率為360W時(shí)的發(fā)射線圈與接收線圈電流波形

整個模擬充電過程的電壓電流變化如圖19所示，圖中iBAT為輸出電流，圖19所示的變化規(guī)律為多次實(shí)驗(yàn)測量的結(jié)果。實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)由電子負(fù)載測得。圖20給出了不同負(fù)載下的效率曲線。從交流輸入到輸出的效率由PZ9902U測量得到，由MATLAB整合得到圖20，圖20中的最大效率為90.07%，此時(shí)的負(fù)載阻值為14.4 Ω，模式為恒壓模式。整體上，恒壓模式的效率高于恒流模式下的效率，這是由于恒壓模式下的無源器件更少。

圖19 充電過程隨負(fù)載的變化

圖20 效率隨負(fù)載的變化

表 4所列為交流輸入的WPT變換器的比較結(jié)果。表中數(shù)據(jù)為搭建樣機(jī)實(shí)測所得的最大效率，工況均為360 W?？傮w上相比于傳統(tǒng)的多級WPT變換器，本文所提出的單級WPT諧振變換器減少了整流橋、PFC電路以及DC-DC變換器，減小了整體體積，提高了系統(tǒng)功率密度。

表4 WPT系統(tǒng)性能比較

4 結(jié)束語

針對無橋升壓PFC的單級WPT電源的發(fā)射端存在直流環(huán)節(jié)電壓升高，難以通過補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)恒流/恒壓輸出的問題，本文提出了一種不對稱調(diào)制方式及該調(diào)制方式對應(yīng)的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)。搭建了恒流5 A和恒壓72 V輸出的樣機(jī)，設(shè)計(jì)了不對稱補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)并編寫了不對稱調(diào)制程序。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該單級式WPT電源的發(fā)射端直流電壓可維持穩(wěn)定在335～356 V，恒流/恒壓輸出特性與負(fù)載無關(guān)，開關(guān)管均可實(shí)現(xiàn)ZVS，電源效率最高可達(dá)90.07 %。

本文所提拓?fù)漭^好地解決了無橋升壓PFC的單級WPT電源的發(fā)射端直流環(huán)節(jié)電壓升高問題，并通過補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)切換實(shí)現(xiàn)了與負(fù)載無關(guān)的恒流恒壓輸出。實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了本文提出的不對稱調(diào)制方法及其補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的正確性，為該單級式WPT電源的實(shí)際應(yīng)用打下了基礎(chǔ)。