劉天韻，劉少斌

（南京航空航天大學 電子信息工程學院，江蘇 南京 211100）

0 引言

隨著無線通信技術(shù)的迅速發(fā)展，對于無線通信設備的相關設計要求也越來越高。功率放大器通常位于發(fā)射機的最末級，作為射頻傳輸系統(tǒng)中平均能耗最大的模塊之一，其增益、功率、效率等性能參數(shù)已經(jīng)成為了能從很大程度上直接反映系統(tǒng)整體性能的關鍵性指標[1]。

如今，國際上對于高頻、高集成化功率放大電路的研究越發(fā)火熱，然而在較低頻段下卻缺乏簡單而又性能優(yōu)良的設計方案。對于VHF 波段的信號，由于受到波長的影響，在該波段內(nèi)傳統(tǒng)的分布式參數(shù)電路往往體積龐大，不利于小型化設計；同時，因信號頻率較低，功率放大器又多工作在飽和狀態(tài)，功放的非線性特性將會引入大量的諧波分量，且該波段內(nèi)諧波的頻率分布十分密集，不僅會造成基波信號能量的流失，功率較大的諧波信號也會在各系統(tǒng)間形成強烈的電磁干擾。本文提出了一種VHF 波段小型化、高功率、高效率、高諧波抑制功率放大器，利用集總參數(shù)元件進行設計，大幅減小了模塊的整體電路面積，同時利用多級LC 諧振網(wǎng)絡，增加對諧波分量的抑制，進一步提高了功率放大器的效率[2]。

1 仿真設計過程

本文中選用的是Wolfspeed 公司的CGH40035F 功率放大晶體管進行設計，中心頻點為160 MHz，所有仿真設計過程均基于先進設計系統(tǒng)（Advanced Design System，ADS）軟件實現(xiàn)。

1.1 直流分析與偏置網(wǎng)絡的設計

在具體設計功率放大器前，需優(yōu)先確定一個合適的直流偏置電壓，這將直接影響放大器的性能，若靜態(tài)工作點設置得不合適，則在對交流信號進行放大時就可能會出現(xiàn)飽和失真（靜態(tài)工作點偏高）或截止失真（靜態(tài)工作點偏低）[3]。如圖 1 所示，直接通過ADS 仿真軟件的“FET Curve Tracer”模板對該晶體管模型進行直流掃描，繪制出不同柵極電壓下的晶體管伏安特性曲線。

圖1 直流伏安特性曲線

結(jié)合參考功放管的數(shù)據(jù)手冊，在該直流掃描結(jié)果中進行選取，最終確定Vgs=-2.7 V，Vds=28 V，此時靜態(tài)電流約為0.624 A。

1.2 穩(wěn)定性分析

在進行功率放大器的設計時需保證其正常工作時在所要求的工作頻段內(nèi)呈現(xiàn)絕對穩(wěn)定，若不滿足穩(wěn)定性條件，則放大器在某些情況下會產(chǎn)生自激振蕩，導致放大器的增益急劇增大，甚至燒毀晶體管。穩(wěn)定性的判決一般大致分為兩類：絕對穩(wěn)定和潛在不穩(wěn)定，絕對穩(wěn)定是指無論放大器的源阻抗Zs和負載阻抗ZL為任何值時，放大器均能夠正常工作。絕對穩(wěn)定的條件[4]如下：

若滿足絕對穩(wěn)定條件K＞1,則表示在此工作條件下放大器處于絕對穩(wěn)定狀態(tài)，放大器能夠正常穩(wěn)定工作；若K＜1，則需要在功放管的柵極增加穩(wěn)定性匹配電路，從而使晶體管在工作頻段內(nèi)保持絕對穩(wěn)定。穩(wěn)定匹配網(wǎng)絡中通常需要添加電阻，利用其負載的特性消耗掉多余的能量，防止放大器發(fā)生自激振蕩，但與此同時也會消耗掉基波信號的能量，因此放大器的穩(wěn)定狀態(tài)是以犧牲增益為代價而實現(xiàn)的[5]。K值越大，電路整體的穩(wěn)定性越高，但也意味著更大的能量消耗，為了兼顧放大器的穩(wěn)定性和增益，通常保證穩(wěn)定系數(shù)K的值略大于1即可。

圖2 為功放管自身穩(wěn)定性的仿真結(jié)果，可見在160 MHz 附近的穩(wěn)定系數(shù)K＜1，其狀態(tài)并不穩(wěn)定。

圖2 功放管自身的穩(wěn)定性仿真結(jié)果

圖3 為最終的穩(wěn)定性網(wǎng)絡拓撲結(jié)構(gòu)，其中電阻R1、R2 與電容C1、C2 共同構(gòu)成穩(wěn)定性網(wǎng)絡，其穩(wěn)定性仿真結(jié)果如圖 4 所示，穩(wěn)定系數(shù)K的值在160 MHz 附近約為2.0，功放管絕對穩(wěn)定。

圖3 穩(wěn)定性網(wǎng)絡結(jié)構(gòu)

圖4 最終穩(wěn)定性仿真結(jié)果

1.3 負載牽引和源牽引

確定穩(wěn)定網(wǎng)絡電路后，將其帶入ADS 中的Load-Pull（負載牽引）模板對功放管進行負載牽引仿真，目的是找到能夠使功放管在最大輸出功率和最佳效率之間取得平衡時的最佳輸出阻抗值，然后再將該輸出阻抗值帶入Source-Pull（源牽引）模板（同樣需要加入穩(wěn)定網(wǎng)絡電路）進行源牽引，找到對應該輸出阻抗情況下的最佳輸入阻抗值，之后在二者間反復迭代，直至源牽引和負載牽引的仿真結(jié)果中功率和效率的數(shù)值趨近相同[6]，此時的輸入和輸出阻抗即為功放管的最佳匹配阻抗。設置仿真頻率為160 MHz，漏極電壓28 V，柵極電壓-2.7 V，仿真后得到的最佳輸入和輸出阻抗值分別如圖 5 和圖 6所示。

圖5 Source-Pull 仿真結(jié)果

圖6 Load-Pull 仿真結(jié)果

得到合適的輸入和輸出阻抗之后，通過ADS 的Smith Chart Matching 控件，利用Smith 圓圖對功放管的輸入端和輸出端進行共軛匹配仿真，得到理想的匹配網(wǎng)絡后再用實際的參數(shù)模型逐一進行替換從而得到接近于真實的電路結(jié)構(gòu)。

1.4 諧波抑制匹配網(wǎng)絡

功率放大器的輸出匹配網(wǎng)絡[7]主要用于實現(xiàn)阻抗變換的功能，除了保證功放的輸出功率能夠盡可能高地向后級傳輸之外，該匹配網(wǎng)絡的相關性能也將直接影響功率放大器的效率和線性度。因此，本文在功放管的輸出阻抗變換網(wǎng)絡中進一步加入了諧波抑制電路[8]，實現(xiàn)了對諧波分量的抑制，不僅提高了功率放大器的效率，也有效改善了由大量諧波分量所引起的電磁干擾問題。

該輸出匹配網(wǎng)絡在考慮了二次和三次諧波的前提下，也兼顧了對高次諧波的抑制性能，圖 7 為功率放大器輸出端匹配網(wǎng)絡的拓撲結(jié)構(gòu)示意圖。局部來看，L1、L2、L3、L4 和C1、C2 共同構(gòu)成輸出端的諧波抑制網(wǎng)絡，實現(xiàn)阻抗變換和諧波抑制的功能，L5 和C3 則主要承擔阻抗變換的作用，C4 為隔直電容，不參與匹配。整體來看，L1、C1 和L3、C2 和L5、C3 共同構(gòu)成一個三級低通網(wǎng)絡[9-10]，對于基頻而言為通帶，起到阻抗變換的作用，而對于高次諧波分量而言則構(gòu)成阻帶，由此實現(xiàn)了對高次諧波的抑制。C1 和L2 構(gòu)成一個串聯(lián)LC 諧振網(wǎng)絡[11-12]，諧振頻率為2ω0（ω0表示基波頻率），實現(xiàn)了將功放輸出端的二次諧波信號對地短路，C2 和L4 同樣也構(gòu)成一個串聯(lián)諧振網(wǎng)絡，諧振頻率為3ω0，用于實現(xiàn)將功放輸出端的三次諧波信號對地短路。

圖7 輸出匹配網(wǎng)絡拓撲結(jié)構(gòu)框圖

圖8 為輸出匹配網(wǎng)絡中未加入諧波抑制電路時的頻譜仿真結(jié)果，圖 9 為加入諧波抑制電路后的仿真結(jié)果。對比二者可以看出在加入了諧波抑制電路后，功放的輸出端對二次諧波和三次諧波分量均具備了較好的抑制能力，同時對于更高次的諧波分量也有一定的抑制效果，功放輸出端整體的諧波抑制性能和線性程度得到了顯著的提高。

圖8 諧波頻譜仿真結(jié)果（未加諧波抑制）

圖9 諧波頻譜仿真結(jié)果（加入諧波抑制）

1.5 電路模型優(yōu)化及仿真結(jié)果

將輸入和輸出的匹配網(wǎng)絡與偏置網(wǎng)絡進行整合，得到初步的整體電路仿真模型[13]。但由于在電路中加入了各類外圍網(wǎng)絡之后，電路中各節(jié)點的阻抗特性會發(fā)生變化，從而偏離原本的最佳匹配狀態(tài)，因此需要進行不斷的調(diào)試[14]。

利用ADS 中的Turning 控件不斷調(diào)整各匹配元件的值從而對電路進行優(yōu)化，最后根據(jù)整體電路的大信號仿真結(jié)果，得到最終的電路模型如圖 10 所示。

圖10 最終電路仿真模型

圖11 為一般電路模型（未加入諧波抑制網(wǎng)絡）的大信號仿真結(jié)果，圖 12 為本文設計的最終電路模型的仿真結(jié)果。通過對比可以看出，在輸出匹配網(wǎng)絡中加入諧波抑制電路后，該功率放大器的飽和輸出功率和功率附加效率均得到了顯著的提升。

圖11 一般電路模型大信號仿真結(jié)果

圖12 最終電路模型大信號仿真結(jié)果

最終整體電路的仿真結(jié)果優(yōu)良，該功率放大器的飽和輸出功率為44.77 dBm，功率增益約為16dB，功率附加效率為75.8%。

2 實物加工與測試

實物裝配圖如圖 13 所示。

圖13 功放模塊實物圖

實際電路中均選用高Q值、高功率容量的電容和電感，且自諧振頻率均為160 MHz 左右，最大限度地保證了設計頻段內(nèi)整體的電氣性能，但由于電容、電感的實際參數(shù)與仿真模型略有偏差，測試結(jié)果較最佳仿真結(jié)果而言飽和輸出功率略有提升，功率附加效率有所惡化。對實物進行測試，得到的功率和效率曲線如圖 14所示。

圖14 功率放大模塊實測結(jié)果曲線圖

由測試曲線可以看出，當功放輸出功率為44.9 dBm時，功率附加效率達到最高，約為62%，此時的功率增益約為14 dB。功率回退10 dB 情況下，效率優(yōu)于50%，此時線性增益約為19 dB。同時，該功率放大模塊的整體尺寸僅為114 mm×46 mm×13 mm，滿足小型化設計的需要。

表1 中列出了本文及相關參考文獻中設計的功率放大器的主要性能參數(shù)，從對比中可以看出，本文的設計能夠有效改善功放的性能，并且保證了各項參數(shù)間的均衡性，使功放整體的性能得到提升，同時電路設計也簡單易行。若繼續(xù)提高抑制度，功放的性能還能夠進一步提升，但相對地，電路體積及復雜度也會隨之增加。

表1 本文與其他文獻中功放性能的比較

3 結(jié)論

本文針對傳統(tǒng)VHF 波段功率放大器模組存在的體積大、效率低、諧波干擾嚴重等問題，基于諧波抑制的方法，設計了一款工作于該波段的小型化、高功率、高效率功率放大器。通過在輸出匹配網(wǎng)絡中引入LC 諧振電路，實現(xiàn)了對諧波分量的有效抑制，在降低對外干擾的同時也顯著提高了功率放大器自身的效率和線性度，不僅得到了較高的輸出功率，發(fā)熱量也得到了有效控制，性能優(yōu)良，具有較好的工程應用價值，可廣泛應用于航空、航天等領域。