沈飄飄，李夢潔，肖如奇，楊 國，吳 文

(南京理工大學 電子工程與光電技術學院，江蘇 南京 210094)

0 引言

為了更加直觀、清晰地分析窄帶模式天線帶寬展寬的原理，更多的學者采用特征模理論作為設計寬帶天線的基礎理論[12-18]。如文獻[13-15]通過特征模對偶極子電流分析，確定在偶極子上電流強處增加多個無功負載，顯著提高天線的阻抗帶寬。

本文通過從三角形環(huán)天線的特征模式出發(fā)，選取其中2個特征模式，通過在三角形環(huán)特定位置加電感負載改變特征模式的諧振頻率，使之諧振頻率靠近。并設計了一種適當?shù)酿侂姺桨?，使這2個模式同時被激發(fā)，最終設計出一款多模諧振寬帶天線。

1 天線的結構與模式分析

本文設計的寬帶天線是由初始的三角環(huán)天線演變而來，天線結構如圖1所示。該天線采用厚度為0.8 mm的FR4基板，其相對介電常數(shù)是4.4，損耗正切是0.03。介質板的上層是微帶饋線，下層覆蓋著三角環(huán)金屬貼片，在三角環(huán)的底邊中心刻蝕一條窄縫隙，通過同軸連接微帶饋線和金屬環(huán)進行饋電。天線的具體參數(shù)以及取值如表1所示。

圖1 所提出寬帶天線結構Fig.1 Structure of the proposed broadband antenna

表1 所提出寬帶天線的參數(shù)尺寸Tab.1 Parameters and dimensions of the proposed broadband antenna 單位：mm

1.1 金屬三角形環(huán)的特征模分析

天線為了更清晰地理解加載分布電感的金屬三角環(huán)天線能夠展寬阻抗帶寬的原理，首先對如圖2(a)所示的未加分布電感的初始三角環(huán)天線進行特征模分析。不考慮天線的介質板，前6個模式的模式顯著性如圖2(b)所示。

(a)天線結構

(b)模式顯著性曲線圖2 初始的三角環(huán)天線Fig.2 Original triangular ring antenna

然后觀察諧振的4個模式在其對應諧振頻率的特征電流分布，如圖3所示。模式2和模式4具有相似的電流分布。在三角形環(huán)天線的底邊，模式2和模式4的特征電流同向，且在中間部分電流值較強。為了有效地激勵某個模式或多個模式，可以在該模式的電流最大處放置一個饋電。由上述電流分析可知，如果在三角形環(huán)的底邊中心部分放置饋電，模式2和模式4可以同時被激勵，實現(xiàn)寬帶天線的設計。

(a)模式1在3 GHz

(b)模式2在3 GHz

(c)模式4在5.5 GHz

(d)模式5在5.5 GHz圖3 諧振的4個模式的特征電流分布Fig.3 Characteristic current distribution of the four modes of resonance

1.2 加載分布電感后的特征模式分析

模式2和模式4雖然理論上可以同時被激勵，但是這2個模式的諧振頻率相距很遠，結果不具備寬頻帶的特性。為了解決這個問題，進一步觀察圖3中初始三角環(huán)的模式2和模式4的特征電流。發(fā)現(xiàn)在三角環(huán)的兩側距底邊1/3處，模式2的特征電流呈現(xiàn)最小值，而模式4的特征電流呈現(xiàn)最大值。因此，在此處放置2個集總電感，實現(xiàn)在改變模式4諧振特性的同時，不對模式2產生影響，改進的天線模型1結構如圖4(a)所示。對改進的天線模型1進行特征模分析，得到如圖4(b)所示的模式顯著性隨集總電感LH值變化的曲線。隨著加載的集總電感LH值增加，模式2的諧振頻率基本不變，而模式4的諧振頻率明顯地向低頻方向移動，證明了集總電感的對稱加載只對模式4產生較顯著的影響。改進的天線模型1的特征電流分布如圖5所示，與初始三角環(huán)的特征電流分布對比，模式2和模式4在集總電感引入前后的特征電流分布一致，證明了集總電感的引入不會改變這2個模式的原有輻射特性。由上述分析可知，集總電感的加載可使2個模式諧振頻率更加靠近，從而形成寬頻諧振特性。

(a)天線結構

(b)模式顯著性隨LH值變化曲線圖4 改進的天線模型1Fig. 4 Improved antenna model 1

(a)模式2在2.9 GHz

(b)模式4在4 GHz圖5 改進的天線模型1的特征電流分布Fig.5 Characteristic current distribution of the improved antenna model 1

進一步考慮到一體化加工問題，使用分布電感等效替代集總電感，改進的天線模型2結構如圖6所示。

為了能真實地反映出這些細節(jié)，就必須研究更高級的紋理貼圖技術[2]，那就需要對能進一步提高場景渲染效果的技術進行研究與實現(xiàn)。本文所論述的視差貼圖技術就是一種更高級的紋理貼圖技術，它在法線貼圖的基礎上增加了對高度的考慮，可以更真實地呈現(xiàn)出物體表面凸起的自我遮擋和運動視差的效果[3-4]。此外，本文論述的視差貼圖技術還研究并實現(xiàn)了由于物體自遮擋而產生的自陰影的效果[5]。

(a)天線結構

(b)模式顯著性隨LA值變化曲線圖6 改進的天線模型2Fig.6 Improved antenna model 2

根據(jù)傳輸線理論，當短路傳輸線長度小于λ/4時，可以等效為電感。對改進的天線模型2進行特征模分析，模型2的模式顯著性隨分布電感LA值變化曲線如圖6(b)所示。隨著加載的分布電感LA值增加，模式4的諧振頻率逐漸降低，靠近模式2的諧振頻率，這和改進的天線模型1的分析結果一致。模式2和模式4的特征電流分布如圖7所示，也與模型1的特征電流分布一致，證明了分布電感替代集總電感，同樣能實現(xiàn)寬帶設計。

(a)模式2在3 GHz

(b)模式4在4 GHz圖7 改進的模型2的特征電流分布Fig.7 Characteristic current distribution of the improved model 2

2 同軸到微帶的三角形環(huán)饋電設計

2.1 理想端口饋電

通過上述分析可知，在底邊中心位置饋電，可以同時激勵模式2和模式4實現(xiàn)寬頻帶。首先，在CST中使用50 Ω集總端口模擬仿真。具體操作是在三角環(huán)底邊中點處開長度為1 mm的縫隙，在縫隙處添加理想的集總端口饋電，不考慮介質基板，其結構如圖8所示。

圖9給出了加入集總端口饋電后的反射系數(shù)和輸入阻抗隨著LA參數(shù)變化的曲線。觀察圖9(a)發(fā)現(xiàn)，LA取不同值時，反射系數(shù)都存在2個諧振頻點，這與上一節(jié)模式2和模式4的模式顯著性諧振頻率是一一對應的，證明這2個模式是該天線主要的諧振模式。但是，反射系數(shù)曲線匹配性都很差，主要原因是理想集總端口的使用，沒有過多考慮天線的阻抗匹配問題。由圖9(b)可以看出，該天線的輸入電阻值大約為150 Ω，輸入電抗值大約為-100 Ω，與輸入集總端口不滿足匹配條件。因此，還需要為天線設計一個匹配饋電網絡，使得天線的輸入阻抗與50 Ω輸入端口阻抗匹配。

(a)天線反射系數(shù)

(b)天線的阻抗圖9 集總端口饋電下的LA參數(shù)分析Fig.9 Analysis of LA parameters fed by lumped ports

2.2 同軸到微帶過渡的饋電設計

為了實現(xiàn)更好的天線阻抗匹配，提出了一種同軸到微帶線過渡的饋電設計?？紤]使用厚度為0.8 mm的FR4基板，其饋電結構如圖10所示。

圖10 天線的饋電結構Fig.10 Antenna feed structure

三角環(huán)印刷在基板的底面上，而微帶線印刷在頂面上。然后，頂層微帶線左端通過金屬過孔與底面三角環(huán)相連，頂層微帶線右端連接同軸饋電內導體，而同軸饋電外導體與三角環(huán)相連。值得注意的是，為了避免額外的交叉，進一步移除外導體和環(huán)交疊部分的金屬。

在CST中對天線進行仿真分析，圖11給出了天線的反射系數(shù)隨著LA參數(shù)的變化曲線?？梢钥吹诫S著分布電感LA值增加，第二諧振點頻率降低，這對應著特征模分析中的模式4的諧振頻率降低。當分布電感值過小，天線只會形成雙頻天線；而當分布電感值過大，天線的阻抗帶寬減小，綜合考慮后選擇分布電感值為5 mm。天線在諧振點2.6和3.66 GHz的電流分布如圖12所示，與1.2節(jié)的特征模式2和模式4的電流分別對應，可以確定該饋電結構很好地激勵出所需要的模式。這里需要指出的是，圖11中的諧振頻率相比上述特征模理論分析的結果發(fā)生了偏移，主要是實現(xiàn)過程中引入了介質板。

圖11 LA對天線反射系數(shù)的影響Fig.11 Influence of LA on antenna reflection coefficient

圖12 提出的天線的電流分布Fig.12 Current distribution diagram of the proposed antenna

3 天線的測試結果

對設計的金屬三角環(huán)天線進行加工測試，天線實物如圖13所示。使用矢量網絡分析儀對天線的反射系數(shù)進行測量，并通過微波暗室對天線的增益進行測試，仿真與測試結果如圖14所示。由圖14可以看出，仿真和測試結果一致，天線的阻抗帶寬仿真和測試結果分別為57.4%(2.35～4.24 GHz)和51.1%(2.46～4.15 GHz)。仿真的天線增益在工作頻帶內約為2.5 dBi，測試的增益為2.3 dBi。觀察反射系數(shù)曲線可知，天線存在2個明顯的諧振點，分別是2.58，3.7 GHz。

圖13 加工的天線Fig.13 Machined antenna

圖14 天線的仿真與測量的反射系數(shù)和增益曲線Fig.14 Reflection coefficient and gain curve of the antenna simulation and measurement

本文提出的天線與部分文獻所設計的寬帶天線進行比較，如表2所示。在滿足寬帶天線無線通信要求的前提下，本文天線尺寸遠小于文獻[10，18]；同時與文獻[8-9，11]相比，不僅尺寸更小，相對帶寬也更寬。與文獻[19]中方形環(huán)天線相比，三角環(huán)天線的帶寬更寬，面積更小。綜合以上分析，本文提出的三角環(huán)天線具有尺寸小、頻帶寬和結構簡單的特點，有一定的使用價值和應用前景。

在2.58和3.7 GHz頻點處，該天線的仿真和測量的輻射方向圖如圖15所示。

圖15 天線仿真與測量的輻射方向圖Fig.15 Simulation and measurement radiation patterns of the antenna

在2個諧振頻點處，天線的E面平面方向圖呈現(xiàn)“8”字型，H面平面具有全向輻射特性。此外，E面的測量方向圖略有波動，這是因為同軸電纜的影響和一些測量誤差，天線方向圖的仿真和測量結果基本吻合。觀察E面方向圖發(fā)現(xiàn)其交叉極化較大，這是三角形環(huán)天線底部保持寬邊輻射特性的同時，三角形環(huán)另外2條邊上的電流分布特性決定的。下一步可以考慮如何降低交叉極化，可以嘗試在三角形環(huán)的兩邊添加枝節(jié)或縫隙，改變電流方向，減少與主輻射垂直的電流分量，降低交叉極化，這里不展開敘述。

4 結束語

本文設計了一款加載分布電感的金屬三角環(huán)寬帶天線。利用特征模理論分析金屬三角環(huán)的特征模式，找到需要激勵的模式2和模式4，具有形成寬帶天線的潛質。通過在適當位置加載分布電感，使得模式4諧振頻率降低，逐漸靠近模式2的諧振頻率，而不改變模式先前的特征電流方向。最后選擇合適的饋電位置，采用同軸到微帶過渡的饋電結構激勵出這2個模式，實現(xiàn)了寬帶效果。該天線不需要添加復雜的饋電網絡和非福斯特電抗元件，因而具有結構簡單的優(yōu)點。同時，在寬帶天線的整個設計過程中，利用特征模理論對天線設計的每一步都給出了明確的指導，天線仿真測試性能和特征模理論分析的性能基本一致，驗證了特征模理論設計天線的有效性。