劉計(jì)龍 陳 鵬,2 肖 飛 朱志超 黃兆捷

（1.海軍工程大學(xué)艦船綜合電力技術(shù)國防科技重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 武漢 430033 2.東南大學(xué)電氣工程學(xué)院 南京 210096）

0 引言

艦船綜合電力系統(tǒng)是發(fā)展海上艦船的突破性技術(shù)，其以電能作為統(tǒng)一的形式實(shí)現(xiàn)了全船能量的生產(chǎn)、輸運(yùn)、變換、消納和存儲。1998 年馬偉明院士創(chuàng)新科研團(tuán)隊(duì)率先提出發(fā)展基于中壓直流系統(tǒng)的二代艦船綜合電力系統(tǒng)（Integrated Power System,IPS）技術(shù)路線。與傳統(tǒng)的中壓交流系統(tǒng)相比，中壓直流系統(tǒng)功率密度更高、可靠性更好、功率控制更靈活、振動噪聲更小[1-3]。

中壓直流系統(tǒng)和儲能元件的引入是二代艦船IPS 的顯著特征。因此，二代艦船IPS 對變配電變換器提出了新的需求：①有更高的耐電壓能力，可以承受中壓直流母線的接入；②有雙向功率變換能力，可以實(shí)現(xiàn)中壓側(cè)與低壓側(cè)的雙向能量交互；③模塊化水平高，便于生產(chǎn)、制造與維護(hù)；④有較高的功率密度和運(yùn)行效率，節(jié)省船上空間，可大大加強(qiáng)船只的續(xù)航能力。

目前在艦船直流配電領(lǐng)域研究最多的兩種中高壓拓?fù)涫腔谀K化多電平變換器（Modular Multilevel Converter,MMC）的端對端結(jié)構(gòu)[4-8]和模塊化多電平雙向直流變換器（Modular Multilevel Bidirectional DC-DC Converter,MMBDC）結(jié)構(gòu)[9-11]。后者也可稱為基于 MMC 的輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)（Input Series Output Parallel,ISOP）結(jié)構(gòu)。文獻(xiàn)[7,12]比較了這兩種拓?fù)湫问降膬?yōu)缺點(diǎn)并指出，基于MMC 的端對端結(jié)構(gòu)由于基本單元形式更加簡單，冗余保護(hù)成本更低，容錯(cuò)運(yùn)行也更簡單。而與之相比，MMBDC 結(jié)構(gòu)更加緊湊，功率密度更高，器件的電氣應(yīng)力也更低。考慮到艦船可利用空間非常有限，本文主要針對MMBDC 結(jié)構(gòu)開展研究。

目前已有較多關(guān)于MMBDC 的文獻(xiàn)發(fā)表，文獻(xiàn)提出了在直流多端口MMC 后級級聯(lián)不同類型的拓?fù)?，如雙有源橋（Dual Active Bridge,DAB）等，來構(gòu)成MMBDC 結(jié)構(gòu)[9-11,13-15]，也有部分文獻(xiàn)在MMC后級并聯(lián)多個(gè)低壓兩端口子變換器或低壓多端口子變換器來構(gòu)成中高壓多端口MMBDC 結(jié)構(gòu)[16-18]。上述文獻(xiàn)所采用的MMBDC 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與主要研究內(nèi)容見表1?？梢钥闯觯琈MBDC 在直流配電領(lǐng)域擁有出色的應(yīng)用潛力。

表1 MMBDC 文獻(xiàn)綜述Tab.1 Literature overview of MMBDC

文獻(xiàn)[9]針對MMBDC 的直流多端口MMC 子變換器提出一種平均電壓環(huán)與均壓環(huán)相結(jié)合的三環(huán)控制策略，使得變換器能夠在額定工況下穩(wěn)定運(yùn)行。然而，該策略控制變量采樣難、未直接控制中壓側(cè)電流、環(huán)路耦合強(qiáng)，且未考慮中壓側(cè)低頻振蕩問題。這些劣勢在中高壓大功率應(yīng)用中尤為明顯。

對此，本文為直流多端口MMC 子變換器提出一種改進(jìn)的三環(huán)解耦控制策略，該策略以中壓側(cè)電流作為平均電壓環(huán)內(nèi)環(huán)控制量，便于對其進(jìn)行限幅，防止中壓側(cè)過電流；通過陷波器抑制了中壓側(cè)電感與子模塊開關(guān)電容之間的低頻振蕩；實(shí)現(xiàn)了平均電壓環(huán)與均壓環(huán)的解耦。另一方面，針對低壓側(cè)連接儲能元件時(shí)DAB 的低頻諧振問題，本文提出了基于陷波器的雙向功率控制策略。此外，本文設(shè)計(jì)并制作了10 kV/2 MW 級MMBDC 工程樣機(jī)，通過滿功率實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所提出的控制策略的有效性。

本文所提出的控制策略加強(qiáng)了MMBDC 的穩(wěn)定性與可靠性，提高了裝置的控制性能，也簡化了控制參數(shù)設(shè)計(jì)過程。此外，本文的實(shí)驗(yàn)平臺的設(shè)計(jì)可為其他同類型的中壓大功率電力電子變換裝置的設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn)提供參考依據(jù)。

1 MMBDC 拓?fù)湓?/h2>

1.1 基本拓?fù)?/h3>

由N條支路構(gòu)成的MMBDC 如圖1 所示，每條支路由MMC 子變換器的半橋子模塊（Half Bridge Sub-Module,HBSM）和DAB 子變換器級聯(lián)而成。

圖1 MMBDC 結(jié)構(gòu)Fig.1 Topology of MMBDC

MMBDC 的硬件電路參數(shù)包括：支路數(shù)N、中壓側(cè)濾波電感LMV、子模塊電容CSM、變壓器電壓比nT、低壓側(cè)濾波電容Cf、低壓側(cè)濾波電感Lf。本文假設(shè)這些參數(shù)在各支路中是一致的。

MMBDC 的電氣參數(shù)包括：中壓側(cè)電壓uMV、中壓側(cè)電流iMV、子模塊電壓uSM、半橋子模塊斬波電流iSM、DAB 一次側(cè)輸入電流iD、變壓器一次側(cè)漏感電流iLσ、低壓側(cè)濾波電容電壓uCf、低壓側(cè)濾波電感電流iLf、低壓側(cè)電壓uLV和低壓側(cè)總輸出電流iLV。VTM1和VTM2分別為MMC 半橋子模塊的上管和下管IGBT，VTD1～VTD8為DAB 子變換器的IGBT。

與普通ISOP 結(jié)構(gòu)相比，MMBDC 用直流多端口MMC 替代了輸入串聯(lián)結(jié)構(gòu)，為后級提供了多路可調(diào)的直流電源。兩種子變換器MMC 和DAB 通過子模塊電容解耦，二者控制策略可以分開設(shè)計(jì)。

在直流配電應(yīng)用中，MMBDC 有如下優(yōu)勢：

（1）MMC 和DAB 子變換器均為雙向變換器，因此無論在中壓側(cè)或低壓側(cè)連接的是有源負(fù)載還是無源負(fù)載，MMBDC 都可以完成功率的雙向靈活傳輸。

（2）MMC 子變換器提供了不平衡運(yùn)行能力[11]。因此可以在MMBDC 低壓側(cè)連接分布式儲能元件或無源負(fù)載，使MMBDC 運(yùn)行在各支路功率不平衡的工況下。

（3）當(dāng)部分支路發(fā)生故障時(shí)，可以持續(xù)導(dǎo)通對應(yīng)子模塊的下管IGBT 以及輔助旁路開關(guān)即可將故障支路切除，而不影響其余支路的正常運(yùn)行。

（4）MMBDC 避免了在中壓側(cè)采用集中式大電容，減小了中壓側(cè)短路電流沖擊，子模塊電容中存儲的電量也有利于故障后的快速重投[9]。

（5）MMC 子模塊電容可調(diào)，因此，可以使得DAB 始終運(yùn)行在一次、二次電壓匹配的工況下，提高了運(yùn)行效率。

MMC 子變換器采用移相調(diào)制策略[9,11]，可以起到等效倍頻的效果，大大降低了中壓側(cè)電流紋波。由于子模塊電壓可調(diào)，一次、二次電壓匹配程度較好，DAB 子變換器采用單移相調(diào)制策略[19]。

1.2 數(shù)學(xué)模型

若忽略中壓側(cè)電感電流紋波和子模塊電容電壓紋波，可以建立MMC 子變換器狀態(tài)平均方程為

若采用均壓控制，認(rèn)為各子模塊電壓和占空比一致，并忽略中壓側(cè)電感內(nèi)阻，有

式（3）即為中壓側(cè)電流與子模塊電壓的函數(shù)關(guān)系。

設(shè)各支路占空比、負(fù)載電流及子模塊電壓的穩(wěn)態(tài)值均相同，對式（1）分離小信號得到

式中，帶有上標(biāo)“*”的變量為對應(yīng)信號的穩(wěn)態(tài)量；iDi為MMC 子模塊負(fù)載電流擾動。MMC 小信號狀態(tài)空間方程見附錄第1 節(jié)。

以半橋子模塊占空比到中壓側(cè)電流的開環(huán)傳遞函數(shù)GMDI為例進(jìn)行分析，忽略中壓側(cè)電感內(nèi)阻，GMDI表達(dá)式為

本文設(shè)計(jì)了10 kV/2 MW 級MMBDC 工程樣機(jī)的參數(shù)見表2（詳見3.1 節(jié)）。將表2 所示參數(shù)代入式（5）可知，特征方程的阻尼比很小，因此可以認(rèn)為諧振頻率和無阻尼自然振蕩頻率近似一致，其表達(dá)式為

表2 MMBDC 硬件參數(shù)設(shè)計(jì)準(zhǔn)則及數(shù)值Tab.2 Design criteria and designed values of hardware parameters of MMBDC

以GMDI為例對本文所建立的數(shù)學(xué)模型進(jìn)行仿真驗(yàn)證。在任意一個(gè)半橋子模塊占空比上疊加1 Hz～2 kHz 的正弦擾動，并在中壓側(cè)電流處提取相應(yīng)頻率的擾動分量，計(jì)算出仿真測量的傳遞函數(shù)，同樣代入表2 所示參數(shù)，得到GMDI伯德圖仿真證明如圖2 所示?？梢钥闯?，GMDI在222 Hz 附近有一個(gè)諧振峰，且全頻段仿真結(jié)果與所建立的數(shù)學(xué)模型符合度較高，說明了數(shù)學(xué)模型的準(zhǔn)確性。

圖2 GMDI 伯德圖仿真證明Fig.2 Simulation verification of GMDI Bode diagram

DAB 傳統(tǒng)的建模方法為降階模型，該種模型計(jì)算簡單，但忽略了漏感電流這一狀態(tài)變量，導(dǎo)致模型精度存在較大偏差，在中高頻段偏差尤為明顯。對此，研究者提出采用廣義平均模型對DAB 進(jìn)行建模[20-22]。DAB 的廣義平均模型引入了漏感電流的基波分量，提高了DAB 模型精度。

當(dāng)?shù)蛪簜?cè)連接無源負(fù)載時(shí)，DAB 狀態(tài)方程為

式中，s1和s2分別為DAB 一次、二次側(cè)H 橋的開關(guān)函數(shù)。當(dāng)VTD1和VTD4導(dǎo)通時(shí)，s1=1；當(dāng)VTD2和VTD3導(dǎo)通時(shí)，s1=-1；當(dāng)VTD5和VTD8導(dǎo)通時(shí)，s2=1；當(dāng)VTD6和VTD7導(dǎo)通時(shí)，s2=-1。RD為單個(gè)DAB 等效電阻負(fù)載。帶上標(biāo)“＇”的變量均為歸算到變壓器一次側(cè)的值。

DAB 漏感電流可以視為純交流分量，低壓側(cè)濾波電容電壓和濾波電感電流可以視為純直流分量，式（7）寫成廣義平均模型形式為

設(shè)DAB 的控制輸出為輸入電流iD、輸出電流iLf和輸出電壓uLV，將這三個(gè)變量均視為直流量，則其輸出方程的廣義平均模型為

將式（8）和式（9）代入廣義平均模型的換算公式[20-21]，并分離小信號即可得到DAB 的小信號廣義平均模型狀態(tài)空間方程。具體推導(dǎo)如附錄第2 節(jié)所示。

本文以外移相比到低壓側(cè)漏感電流的傳遞函數(shù)GDDIL為例進(jìn)行了仿真證明，結(jié)果如圖3 所示。可以看出，仿真結(jié)果與理論模型在全頻段一致性較好，驗(yàn)證了所建立數(shù)學(xué)模型的準(zhǔn)確性。

圖3 GDUIL 伯德圖仿真證明Fig.3 Simulation verification of GDUIL Bode diagram

低壓側(cè)連接有源負(fù)載時(shí)，DAB 的數(shù)學(xué)模型的推導(dǎo)方法與低壓側(cè)連接無源負(fù)載時(shí)相似，推導(dǎo)過程不再贅述。圖4 為低壓側(cè)連接有源負(fù)載時(shí)DAB 外移相比到低壓側(cè)濾波電感電流的傳遞函數(shù)GD＇DIL的仿真證明結(jié)果。可以看出，理論曲線與仿真證明結(jié)果在全頻段吻合度較高，驗(yàn)證了數(shù)學(xué)模型的準(zhǔn)確性。

圖4 GD＇DIL伯德圖仿真證明Fig.4 Simulation verification of GD＇DIL Bode diagram

比較圖3 和圖4 也可以發(fā)現(xiàn)，當(dāng)DAB 低壓側(cè)連接有源負(fù)載時(shí)，外移相比到低壓側(cè)濾波電感電流的傳遞函數(shù)存在一個(gè)諧振峰，其諧振頻率即為低壓側(cè)濾波電容和低壓側(cè)濾波電感產(chǎn)生的LC 串聯(lián)諧振頻率，表達(dá)式為

2 MMBDC 控制策略

2.1 MMC 傳統(tǒng)控制策略

傳統(tǒng)的直流多端口MMC 子變換器控制策略框圖如圖5 所示[9]。其由通過各子模塊共用的平均電壓外環(huán)、獨(dú)立的均壓外環(huán)以及獨(dú)立的輸出電流內(nèi)環(huán)組成。

圖5 MMC 傳統(tǒng)控制策略Fig.5 Traditional control strategy of MMC

圖5 中，PI 表示比例積分調(diào)節(jié)器，P 表示比例調(diào)節(jié)器，sign()表示取符號函數(shù)。傳統(tǒng)控制策略使變換器穩(wěn)定運(yùn)行在額定工作點(diǎn)，但也存在如下缺陷：①由于子模塊輸出端沒有感性元件，iSMi紋波較大，采樣較難；②平均電壓環(huán)與均壓環(huán)存在耦合，控制參數(shù)設(shè)計(jì)較難；③中壓側(cè)電流不受控，存在過電流風(fēng)險(xiǎn)；④未考慮直流多端口MMC 固有的低頻振蕩問題。將圖5 所示的控制策略應(yīng)用于中高壓大功率應(yīng)用時(shí)，這些問題更為明顯。

2.2 MMC 基于陷波器的三環(huán)解耦控制策略

針對上述傳統(tǒng)控制策略存在的問題，本文針對直流多端口MMC 子變換器提出了一種基于陷波器的三環(huán)控制策略如圖6 所示。圖中，NF 表示陷波器。上述策略采用中壓側(cè)電感電流iMV作為平均電壓環(huán)的內(nèi)環(huán)控制變量。平均電壓外環(huán)產(chǎn)生中壓側(cè)電流內(nèi)環(huán)的給定iMVref，通過陷波器抑制式（6）所示的低頻諧振點(diǎn)，然后經(jīng)過PI 調(diào)節(jié)器后產(chǎn)生子模塊共用的占空比dMC。均壓環(huán)的PI 輸出乘以中壓側(cè)電流方向Sign(iMV)后產(chǎn)生占空比的補(bǔ)償量ΔdMi，然后將dMC與ΔdMi作差得到各子模塊的下管占空比dMi。在所提出的控制策略中，前N-1 個(gè)子模塊的占空比補(bǔ)償量由PI 調(diào)節(jié)器算出，而最后第N個(gè)子模塊的占空比補(bǔ)償為0 減去其余子模塊占空比補(bǔ)償量之和，即

圖6 MMC 改進(jìn)控制策略Fig.6 Advanced control strategy of MMC

以中壓側(cè)電流正向流動為例，中壓側(cè)電流反向流動時(shí)分析方法與之相同。首先根據(jù)MMC 數(shù)學(xué)模型，可以得到關(guān)系式為

又根據(jù)圖6 得到

結(jié)合式（12）和式（13）有

對式（14）進(jìn)行小信號分離，并假設(shè)各子模塊占空比和子模塊電容電壓的穩(wěn)態(tài)值分別一致，可以推得

從式（15）可以看出，若在設(shè)計(jì)均壓環(huán)時(shí)令式（13）成立，即所有均壓環(huán)的輸出之和為0，那么中壓側(cè)電流和子模塊電壓之和（或平均值）僅受到平均電壓環(huán)的共用占空比擾動以及中壓側(cè)電壓擾動影響。換言之，平均電壓環(huán)不受均壓環(huán)的影響。這樣在實(shí)際應(yīng)用中就可以首先對平均電壓環(huán)設(shè)計(jì)控制參數(shù)，然后在此基礎(chǔ)上對均壓環(huán)進(jìn)行控制參數(shù)設(shè)計(jì)。需要說明的是，上述控制策略僅保證了平均電壓環(huán)不受均壓環(huán)的影響，但無法保證均壓環(huán)不受平均電壓環(huán)的影響。

從圖6 可以看出，所提出的控制策略為了實(shí)現(xiàn)均壓環(huán)的解耦，破壞了各子模塊控制策略的對稱性，可以進(jìn)一步對其進(jìn)行簡化。設(shè)前N-1 個(gè)子模塊的PI調(diào)節(jié)器傳遞函數(shù)為GPI_MUB，由圖6 所示策略得到

式（16）表明，第N個(gè)子模塊的均壓環(huán)和前N-1 個(gè)子模塊是一致的，因此，圖6 可以簡化為如圖7 所示的簡化MMC 改進(jìn)控制策略。

圖7 簡化MMC 改進(jìn)控制策略Fig.7 Simplified advanced control strategy of MMC

2.3 MMC 控制策略對比

2.2 節(jié)中提到，所提出的基于陷波器的MMC 三環(huán)解耦控制策略可以抑制低頻諧振。在傳統(tǒng)控制策略中，由于未引入陷波器，為了保證控制系統(tǒng)穩(wěn)定性，需要犧牲動態(tài)響應(yīng)速度；而所提控制策略通過引入陷波器解決了該矛盾。下面進(jìn)行具體量化分析。

根據(jù)圖5 和圖7 可以推導(dǎo)出傳統(tǒng)控制策略下和所提控制策略下電流內(nèi)環(huán)的開環(huán)傳遞函數(shù)為

式中，TMI為電流內(nèi)環(huán)PI 調(diào)節(jié)器傳遞函數(shù)；GMNF為所提控制策略的陷波器傳遞函數(shù)，其表達(dá)式分別為

式中，kNF為陷波系數(shù)；ωrMI為陷波角頻率。

對式（17）中兩個(gè)開環(huán)傳遞函數(shù)代入表2 參數(shù)，在傳統(tǒng)控制策略下選擇PI 參數(shù)（kpi=0.000 1，kii=0.2），在所提控制策略下選擇PI 參數(shù)（kpi=0.002，kii=4），得到傳統(tǒng)策略與所提策略伯德圖對比如圖8所示?？梢钥闯觯谒O(shè)計(jì)的PI 參數(shù)下，傳統(tǒng)控制策略與所提控制策略在222 Hz 諧振點(diǎn)附近的幅值均為0 dB 左右。二者相位裕度分別是94.3 °和95.2 °，差異不大。但所提控制策略的截止頻率（206 Hz）遠(yuǎn)大于傳統(tǒng)策略的截止頻率（7.97 Hz）。此現(xiàn)象表明，所提控制策略由于引入了陷波器，以中壓側(cè)電流為控制目標(biāo)的內(nèi)電流環(huán)的環(huán)路設(shè)計(jì)帶寬遠(yuǎn)大于傳統(tǒng)控制策略的帶寬，大大加快了變換器的動態(tài)響應(yīng)速度。

圖8 傳統(tǒng)策略與所提策略伯德圖對比Fig.8 Comparison between the Bode diagrams of the traditional strategy and the proposed strategy

2.4 DAB 基于陷波器的雙向功率控制策略

由于各支路差異較小，本文在DAB 中采用共外移相比控制策略。

當(dāng)?shù)蛪簜?cè)連接無源負(fù)載時(shí)，采用雙閉環(huán)控制策略，外環(huán)控制低壓直流母線電壓，內(nèi)環(huán)控制各支路平均輸出電流。帶無源負(fù)載時(shí)DAB 控制策略如圖9所示。具體而言，首先將低壓側(cè)電壓參考uLVref與實(shí)際值uLV作差，經(jīng)過PI 調(diào)節(jié)器后產(chǎn)生低壓側(cè)總輸出電流iLVref參考。將總輸出電流參考iLVref均分到各條支路形成DAB 輸出電流參考iLfref，再與各支路輸出電流平均值iLfmean作差，經(jīng)過PI 調(diào)節(jié)器后產(chǎn)生共用的外移相比dD。上述雙閉環(huán)控制策略是各支路共用的。

圖9 帶無源負(fù)載時(shí)DAB 控制策略Fig.9 Control strategy of DAB with passive load

低壓側(cè)連接有源負(fù)載，如超級電容或蓄電池，由DAB 控制低壓側(cè)端口電流。式（10）展示了在此工況下存在的LC 低頻諧振問題。對此，本文在電流控制環(huán)路中引入陷波器對其進(jìn)行抑制，控制策略框圖如圖10 所示。

圖10 帶有源負(fù)載時(shí)DAB 控制策略Fig.10 Control strategy of DAB with active load

3 MMBDC 樣機(jī)設(shè)計(jì)與實(shí)驗(yàn)

3.1 硬件參數(shù)設(shè)計(jì)

本文設(shè)計(jì)硬件參數(shù)的輸入條件為：中壓直流母線電壓uMV=10 kV，低壓直流母線電壓uLV=1 kV，裝置額定總功率ptot=2 MW。結(jié)合參數(shù)設(shè)計(jì)的輸入條件和現(xiàn)有IGBT 器件的水平，本文選擇額定電壓為3 300 V 的IGBT 作為MMBDC 中壓側(cè)（包括MMC 和DAB 一次側(cè)）的開關(guān)器件，并設(shè)計(jì)工作電壓為1 600 V。為了實(shí)現(xiàn)中壓側(cè)電感LMV的伏秒平衡，MMBDC 的支路數(shù)量和子模塊電容電壓必須滿足以下約束

根據(jù)式（19）所示的約束，MMBDC 的最小支路數(shù)為7，本文將支路數(shù)取值為N=8。

由于MMC 不具備軟開關(guān)特性，而DAB 由于一次電壓可調(diào)，可以始終運(yùn)行在軟開關(guān)運(yùn)行范圍內(nèi)，開關(guān)損耗較低，因此，MMC 開關(guān)頻率設(shè)計(jì)值應(yīng)低于DAB 開關(guān)頻率設(shè)計(jì)值。經(jīng)過損耗計(jì)算和熱仿真驗(yàn)證，本文將MMC 開關(guān)頻率fM設(shè)計(jì)為2 kHz，將DAB 開關(guān)頻率fD設(shè)計(jì)為4 kHz。其余硬件參數(shù)的設(shè)計(jì)準(zhǔn)則及數(shù)值見表2。

3.2 絕緣設(shè)計(jì)

MMBDC 中壓側(cè)直流母線電壓高達(dá)10 kV，超出了常用的低壓電氣元件的絕緣等級，為器件選型、電氣柜機(jī)械結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)帶來了挑戰(zhàn)。本文在進(jìn)行絕緣設(shè)計(jì)時(shí)主要有以下幾點(diǎn)考慮。

（1）各支路連接在中壓側(cè)的功率單元（包括MMC 的開關(guān)器件、DAB 一次側(cè)的開關(guān)器件、吸收電容、子模塊電容、復(fù)合母排、水冷板等元器件）均分別固定在同一金屬支撐架上。該金屬支撐架即為各支路中壓側(cè)浮地，金屬支撐架通過絕緣材料與外機(jī)殼相連。浮地設(shè)計(jì)示意圖如附錄第3 節(jié)所示。

（2）各支路子模塊電容電壓、變壓器漏感電流、MMC 與DAB 一次側(cè)的功率單元溫度，均通過各支路獨(dú)立的中壓側(cè)控制箱進(jìn)行采樣，功率單元溫度通過溫度變送器采樣。

（3）各支路中壓側(cè)元器件供電的輔助電源模塊應(yīng)通過獨(dú)立的隔離變壓器與220 V 交流輸入進(jìn)行安全隔離。

（4）各支路中壓側(cè)控制箱、輔助電源以及相應(yīng)的隔離變壓器的外殼直接連接到各支路的中壓側(cè)浮地上。中壓側(cè)輔助供電模塊的各路輸出的模擬地以及子模塊電容負(fù)極通過20 kΩ 絕緣電阻連接到浮地上。

3.3 控制系統(tǒng)架構(gòu)

10 kV 超出了常規(guī)控制器的采樣電路和調(diào)理電路的耐壓等級。為了保證控制器的安全，各支路中壓側(cè)和低壓側(cè)的電氣量應(yīng)采用不同的控制器分開采樣。對此，本文針對MMBDC 提出了“一主十從”的環(huán)網(wǎng)控制架構(gòu)，MMBDC 控制系統(tǒng)架構(gòu)如圖 11所示。

圖11 MMBDC 控制系統(tǒng)架構(gòu)Fig.11 Control system architecture of MMBDC

在圖11 所示的“一主十從”控制架構(gòu)中，主控制器和每個(gè)從控制器均設(shè)置了獨(dú)立的FPGA 來進(jìn)行環(huán)網(wǎng)通信和電氣量的采集。所有采樣的電氣量通過環(huán)網(wǎng)傳遞到中央控制器的FPGA 中去，再通過UDP傳輸?shù)?DSP。所有的控制算法均通過主控制器的DSP 來實(shí)現(xiàn)。DSP 再將計(jì)算結(jié)果通過環(huán)網(wǎng)下發(fā)到從控制器的FPGA 中去產(chǎn)生PWM。

如圖11 所示，主控制器負(fù)責(zé)采樣10 kV 側(cè)的電氣量，包括中壓側(cè)電壓和中壓側(cè)電流。從控制器1～8 分別負(fù)責(zé)對應(yīng)支路的子模塊電容電壓、漏感電流、中壓側(cè)IGBT 溫度等變量的采樣。低壓側(cè)電氣量包括低壓側(cè)電壓和低壓側(cè)電流均由從控制器9 和10來進(jìn)行采樣。第i條支路的所有驅(qū)動信號，均由第i個(gè)從控制器的FPGA 發(fā)出，以降低環(huán)網(wǎng)通信延遲。

MMBDC 包含的子變換器較多，控制算法較為復(fù)雜。為了加快算法執(zhí)行速度，選擇TMS320C6678作為主控芯片，通過以太網(wǎng)和PLC 以及上位機(jī)進(jìn)行通信。用戶可以用上位機(jī)實(shí)時(shí)觀測DSP 數(shù)據(jù)，也可以下發(fā)機(jī)械開關(guān)動作指令或進(jìn)行在線調(diào)參。PLC 負(fù)責(zé)控制MMBDC 樣機(jī)中的機(jī)械開關(guān)。

3.4 電氣柜結(jié)構(gòu)布局

MMBDC 樣機(jī)實(shí)物及俯視圖如圖12 和圖13 所示。

圖12 MMBDC 樣機(jī)實(shí)物Fig.12 Photo of MMBDC prototype

圖13 MMBDC 樣機(jī)俯視圖Fig.13 Vertical view of MMBDC prototype

從圖12 和圖13 可以看出，MMBDC 工程樣機(jī)由11 個(gè)電氣柜構(gòu)成：中壓側(cè)電路柜、控制柜、水冷柜及8 個(gè)支路柜。每個(gè)電氣柜的構(gòu)成及功能如下。

（1）中壓側(cè)電路柜為MMBDC 提供連接中壓直流母線的接口以及保護(hù)和檢測元件。其包含熔斷器、預(yù)充電電路、中壓側(cè)支撐電容、中壓側(cè)電感以及對應(yīng)的霍爾器件。

（2）8 個(gè)支路柜分別對應(yīng)8 條支路，采用模塊化設(shè)計(jì)，每個(gè)支路柜元器件及結(jié)構(gòu)布局完全相同。8個(gè)支路柜“背靠背”布置，便于檢修維護(hù)。每個(gè)支路柜分成4 層：第1 層裝設(shè)中壓側(cè)控制箱以及輔助電源模塊；第2 層為中壓側(cè)IGBT 功率單元；第3層為中頻變壓器；第4 層為低壓側(cè)IGBT 功率單元。本文考慮到磁粉芯的高頻特性較好，將其作為中頻變壓器的鐵心材料。

（3）主控制器、低壓側(cè)從控制器9 和10、PLC以及以太網(wǎng)光纖交換機(jī)都集成在控制柜中。

（4）MMBDC 主要器件均采用水冷的散熱方式。水冷柜額定功率為 84 kW，內(nèi)水額定流速為305 L/min，采用去離子水來保證安全隔離。此外，每個(gè)支路柜柜門上還設(shè)計(jì)了風(fēng)扇來實(shí)現(xiàn)柜體內(nèi)外空氣流通。

3.5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

首先對 MMBDC 進(jìn)行了靜態(tài)實(shí)驗(yàn)。中壓連接10 kV 直流電源，低壓側(cè)電阻負(fù)載包括滿載0.5 Ω和輕載0.937 5Ω 兩種。子模塊電壓給定為1 600 V，低壓側(cè)電壓給定分別為800、900 和1 000 V。滿載和輕載工況下的穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)見表3。本文所采用的中壓直流電源是由民用交流配電網(wǎng)通過不控整流產(chǎn)生的，受到配電網(wǎng)實(shí)時(shí)負(fù)荷的影響，所以不能剛好保持在10 kV 上。

表3 MMBDC 穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)結(jié)果Tab.3 Steady-state experiment results of MMBDC

低壓直流母線電壓、輸出功率標(biāo)幺值以及運(yùn)行效率的關(guān)系如圖14 所示。從圖14 可以看出，滿載工況下MMBDC 的運(yùn)行效率都在95 %以上，滿足電力電子變換器對效率的一般要求[23-25]。總體上看，MMBDC 輸出功率越大，效率越高。

圖14 不同低壓側(cè)電壓下的穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.14 Steady-state experimental results under different LVDC voltage

圖15 為MMBDC 在額定功率2 MW 下運(yùn)行的穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形，實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)由上位機(jī)采集。從圖 15可以看出，MMBDC 可以穩(wěn)定運(yùn)行，各子模塊電容電壓均衡，低壓側(cè)輸出電流一致性較好，低壓側(cè)輸出電壓紋波僅為額定值的0.49 %。

圖15 MMBDC 在額定工況下的穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形Fig.15 Steady-state experimental waveforms of MMBDC under rated working condition

本文為了抑制起動電流，采用了擴(kuò)展移相調(diào)制。但本文DAB 一次、二次電壓匹配程度較高，因此，擴(kuò)展移相調(diào)制與單移相調(diào)制的穩(wěn)態(tài)波形很接近。DAB 子變換器的實(shí)驗(yàn)波形如圖16 所示。從實(shí)驗(yàn)波形可以看出，DAB 一次電壓為1 600 V，二次電壓為 1 000 V，二者的比值與中頻變壓器電壓比 8∶5一致。盡管實(shí)際情況下由于元器件參數(shù)和采樣的偏差，一次、二次電壓并不能完全匹配，但也能保證DAB 軟開關(guān)、中頻變壓器漏感電流呈梯形波。

圖16 DAB 實(shí)驗(yàn)波形Fig.16 Experimental waveforms of DAB

本文進(jìn)行了MMBDC 動態(tài)加載卸載實(shí)驗(yàn)。將低壓側(cè)電壓給定和子模塊電容電壓給定分別設(shè)置為1 000 V和1 600 V，將負(fù)載電阻通過斷路器從0.937 5Ω 切換至0.5 Ω 的動態(tài)加載實(shí)驗(yàn)波形如圖17 所示。

圖17 動態(tài)加載實(shí)驗(yàn)波形Fig.17 Transient experimental waveforms of loading

由圖17 可以看出，突加負(fù)載時(shí)，子模塊電容電壓波動為105.30 V，占額定值的6.58 %。低壓側(cè)電壓波形為7.30 V，占額定值的7.30 %。動態(tài)調(diào)節(jié)過程為0.35 s。

將負(fù)載電阻從0.5 Ω 切回0.937 5 Ω，可以得到動態(tài)卸載實(shí)驗(yàn)波形如圖18 所示。此時(shí)子模塊電壓波動為74.50 V，占額定值的4.66 %。低壓側(cè)電壓波動為99.50 V，占額定值的9.95 %。整個(gè)動態(tài)卸載的調(diào)節(jié)過程約為0.4 s。

圖18 動態(tài)卸載實(shí)驗(yàn)波形Fig.18 Transient experimental waveforms of unloading

以上實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，所設(shè)計(jì)的MMBDC 工程樣機(jī)在所提出的控制策略下呈現(xiàn)出較好的動靜態(tài)性能，說明了設(shè)計(jì)方法和控制策略的有效性。

為了驗(yàn)證MMBDC 在所提控制策略下的雙向功率傳輸特性，本文在低壓側(cè)連接了集中式超級電容，并進(jìn)行了雙向功率傳輸實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。超級電容柜實(shí)物如圖19 所示。整個(gè)集中式超級電容由2 個(gè)超級電容柜組成，單個(gè)超級電容柜的參數(shù)見表4。

表4 單個(gè)超級電容柜參數(shù)Tab.4 Parameters of a single supercapacitor cabinet

圖19 超級電容柜實(shí)物Fig.19 Photo of the supercapacitor cabinets

根據(jù)超級電容的充放電特性，本文采用一種“慢充快放”的恒流充放電控制策略，并設(shè)計(jì)了如下驗(yàn)證實(shí)驗(yàn)。首先對超級電容進(jìn)行充電，充電電流給定為160 A，當(dāng)超級電容電壓達(dá)到1 050 V 時(shí)，將電流給定改變?yōu)?；然后再改為-1 000 A，進(jìn)入放電模式。當(dāng)超級電容放電至850 V 時(shí)，再將電流指定置零，并切換為160 A，重新進(jìn)入充電模式，如此往復(fù)。圖20 為MMBDC 雙向功率控制實(shí)驗(yàn)波形?？梢钥闯?，在所提出的控制策略下，MMBDC 的雙向功率控制有較好的動靜態(tài)特性。

圖20 MMBDC 雙向功率控制實(shí)驗(yàn)波形Fig.20 Experimental waveforms of bidirectional power control of MMBDC

4 結(jié)論

為了滿足新一代艦船綜合電力系統(tǒng)實(shí)際需求，本文對MMBDC 控制策略開展研究，主要結(jié)論如下。

1）分析了MMBDC 拓?fù)湓恚l(fā)現(xiàn)其存在中壓側(cè)電感與各支路開關(guān)電容串聯(lián)諧振的問題，諧振頻率如式（6）所示。

2）針對直流多端口MMC 子變換器提出了一種基于陷波器的三環(huán)解耦控制策略。與傳統(tǒng)策略相比，所提控制策略采用中壓側(cè)電流作為內(nèi)環(huán)控制量，方便了反饋信號采樣；使得中壓側(cè)電流可控，規(guī)避了中壓側(cè)過電流風(fēng)險(xiǎn)；實(shí)現(xiàn)了均壓環(huán)與平均電壓環(huán)的解耦，簡化了控制參數(shù)設(shè)計(jì)；在環(huán)路中引入了陷波器，通過對低頻諧振點(diǎn)的抑制，將內(nèi)電流環(huán)帶寬從7.97 Hz 提高至206 Hz。

3）本文設(shè)計(jì)并制造了10 kV/2 MW 的MMBDC工程樣機(jī)。介紹了該樣機(jī)的絕緣設(shè)計(jì)、控制系統(tǒng)架構(gòu)以及電氣柜結(jié)構(gòu)布局，并進(jìn)行了所提控制策略的動靜態(tài)實(shí)驗(yàn)。靜態(tài)實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，在本文所提控制策略下，變換器滿載額定工況效率可達(dá)95.4 %，低壓側(cè)電壓紋波僅為額定值的0.49 %；動態(tài)加減載實(shí)驗(yàn)表明，在所提控制策略下進(jìn)行47 %額定負(fù)荷加減載時(shí)，最大子模塊電容電壓波動為額定值的6.58 %，最大低壓側(cè)電壓波動為額定值的9.95 %，動態(tài)調(diào)節(jié)過程不超過0.4 s。動靜態(tài)實(shí)驗(yàn)結(jié)果說明了所提控制策略的有效性。

4）本文研究也可以說明，MMBDC 在MW 級工程應(yīng)用中的可行性，可為其他中壓變換器的設(shè)計(jì)和制造提供參考。

此外，為了對所提控制策略進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，本文設(shè)計(jì)并制造了10 kV/2 MW 的MMBDC 工程樣機(jī)。介紹了該樣機(jī)的絕緣設(shè)計(jì)、控制系統(tǒng)架構(gòu)以及電氣柜結(jié)構(gòu)布局，并給出了所提控制策略的動靜態(tài)實(shí)驗(yàn)結(jié)果，驗(yàn)證所提策略的有效性。

附 錄

1.MMC 小信號模型

式（4）變換到頻域并寫成矩陣形式為

式中，各項(xiàng)元素的表達(dá)式如式（A2）所示。

由式（A1）得到

式中，GMO為MMC 的開環(huán)傳遞函數(shù)矩陣。由于不考慮移相角，根據(jù)對稱性，各占空比到對應(yīng)子模塊電壓的傳遞函數(shù)GMDUC相同，各占空比到非對應(yīng)子模塊電壓的傳遞函數(shù)GMDUN相同，各占空比到中壓側(cè)電流的傳遞函數(shù)GMDI相同。各負(fù)載電流到對應(yīng)子模塊電壓的傳遞函數(shù)GMIUC相同，各負(fù)載電流到非對應(yīng)子模塊電壓的傳遞函數(shù)GMIUN相同，各負(fù)載電流到中壓側(cè)電流的傳遞函數(shù)GMII相同。

因此，GMO只包含八種傳遞函數(shù)（上述六種傳遞函數(shù)，外加中壓側(cè)電壓到中壓側(cè)電流的傳遞函數(shù)GMUI和中壓側(cè)電壓到子模塊電壓的傳遞函數(shù)GMUU），整體如式（A4）所示。

2.DAB 小信號模型

當(dāng)DAB 低壓側(cè)連接電阻負(fù)載時(shí)，根據(jù)式（8）和式（9）可以列出DAB 廣義平均模型如式（A5）和式（A6）所示。

式中，上標(biāo)“R、I”分別表示該系數(shù)的實(shí)部和虛部，上標(biāo)“*”表示變量的平均值。

3.絕緣設(shè)計(jì)示意圖

MMBDC 絕緣設(shè)計(jì)如附圖1 所示。

附圖1 MMBDC 絕緣設(shè)計(jì)App.Fig.1 Insulation design of MMBDC