徐 超，馬瑤瑤，黃玉玲，朱 濤，吳 迪

(蘇州大學光電科學與工程學院，江蘇蘇州 215006)

0 引言

自動增益控制(automatic gain control，AGC)系統(tǒng)是一種輸出限幅系統(tǒng)，可以根據輸入信號幅值變化情況自動調整增益，使輸出信號幅值保持恒定，現(xiàn)已廣泛應用于通信、測量、醫(yī)療和工業(yè)自動化等領域中[1-4]。

在各種通信模塊或信號采集模塊中，前端輸入信號的幅值會隨著通信環(huán)境或測量對象的改變而發(fā)生大范圍動態(tài)變化，若采用固定增益放大電路，可能會使輸出信號幅值遠小于或者遠超出后級處理范圍[5]。自動增益控制系統(tǒng)能在輸入信號幅值變化很大的情況下，使輸出信號幅值基本保持恒定，讓后級電路不會因為信號幅值過低而無法正常工作，也不會因為信號幅值過高而引起飽和或堵塞現(xiàn)象，從而解決各領域中廣泛存在的輸入信號強度變化問題[6]。

自動增益控制系統(tǒng)按應用領域可以分為射頻和非射頻2類，相較使用各類功率檢波器的射頻自動增益控制系統(tǒng)，非射頻自動增益控制系統(tǒng)可以處理更多類型的信號，適用性更廣。非射頻自動增益控制系統(tǒng)還可以按控制方式分為模擬增益控制和數(shù)字增益控制2類，其中數(shù)字增益控制的系統(tǒng)精度高、引入噪聲小[7]，是本文選用的控制方式。受限于峰值檢測能力，非射頻自動增益控制系統(tǒng)往往難以處理高頻信號?，F(xiàn)有非射頻峰值檢測方法包括：使用ADC直接采樣，還原信號波形，獲取峰值[8-10]；使用有效值轉換芯片或電路進行轉換，從有效值換算出峰值[11-12]；使用二極管、三極管、電容和運放等器件搭建峰值保持電路，再通過ADC采樣保持峰值[13-14]。上述峰值檢測方法的最高檢測頻率受限于處理器工作頻率和芯片轉換速率或受限于電路性能，多在30 MHz以內。隨著FPGA和高性能MCU的發(fā)展，一種基于FPGA/高性能MCU、選用高速比較器設計的峰值檢測方法被提出[15]，該方法能夠大幅拓寬檢測頻帶，但最高檢測頻率受限于處理器頻率，仍然難以超過100 MHz。

針對現(xiàn)有非射頻自動增益控制系統(tǒng)受限于峰值檢測能力，難以處理高頻信號的問題，本文提出了反相積分峰值檢測法，設計了基于該方法的高頻信號自動增益控制系統(tǒng)。反相積分峰值檢測法是針對低頻MCU設計的高頻信號峰值檢測方法，可以在寬頻帶上實現(xiàn)高精度峰值檢測。基于該方法設計的自動增益控制系統(tǒng)由可變增益放大模塊、反相積分峰值檢測模塊和MCU控制模塊組成，可變增益放大模塊對輸入信號進行增益可控的放大，反相積分峰值檢測模塊對輸出信號進行峰值檢測，MCU控制模塊基于峰值檢測結果調控增益，使輸出信號保持在設定峰值，實現(xiàn)高頻信號的自動增益控制。

1 反相積分峰值檢測法

圖1為反相積分峰值檢測法。如圖1所示，針對低頻MCU的高頻信號峰值檢測，反相積分峰值檢測法設計了峰值比較、反相積分和閾值檢測3部分過程。峰值比較過程將待檢測信號和參考信號進行峰值比較，輸出高速脈沖信號；反相積分過程對高速脈沖信號進行轉換，輸出易于檢測的積分輸出信號；閾值檢測過程檢測積分輸出信號的有無，完成峰值檢測。

圖1 反相積分峰值檢測法

峰值比較過程的工作原理與逐次比較型模數(shù)轉換器(ADC)相似，以高速比較器為核心器件對待檢測峰值的高頻信號進行比較處理。該比較器的同相輸入端輸入待檢測信號，反相輸入端輸入參考信號，信號轉換情況如圖2所示。

圖2 峰值比較過程信號仿真圖

圖2中，信號a為待檢測信號，信號b為參考信號，信號c為比較器輸出的高速脈沖信號，其中待檢測信號為待檢測峰值的高頻信號，參考信號為MCU控制DAC生成的掃描下降的直流信號。在峰值比較過程中，參考信號受控由高到低掃描下降，當參考信號幅值高于待檢測信號峰值時，比較器無輸出；當參考信號幅值下降至待檢測信號峰值時，比較器輸出圖中所示的脈沖信號。脈沖信號首次出現(xiàn)時，可確定同時刻的參考信號幅值為待檢測信號峰值。

脈沖信號的存在性判斷是反相積分峰值檢測法的關鍵。對于最高頻率可達200 MHz的高速脈沖信號，MCU無法直接進行檢測，因此本文設計了反相積分過程進行信號轉換。不同于普通積分電路，反相積分電路可以對高速脈沖信號進行積分處理，將其轉換成易于檢測的積分輸出信號。

圖3(a)和圖3(b)分別為普通積分電路和反相積分電路的信號轉換示意圖，Vi為輸入的脈沖信號，Vo為轉換后的輸出信號。積分電路基于電容充放電原理設計，因此在輸入信號高低電平變換時，2種電路的輸出信號都表現(xiàn)出相應的積微分變換。但和普通積分電路不同的是，反相積分電路在輸入為低電平時不會在短時間內完全放電，從而使輸出信號可以在波動中上升。

(a)普通積分電路 (b)反相積分電路

圖4為反相積分過程的信號仿真情況，其中信號a為峰值比較過程輸出的高速脈沖信號，信號b為反相積分過程輸出的積分輸出信號。在高速脈沖信號輸入后，積分輸出信號呈波動上升狀態(tài)。

圖4 反相積分過程信號仿真圖

如圖5所示，積分輸出信號不會一直保持波動上升的狀態(tài)，而會在上升到一定幅值后趨于穩(wěn)定，穩(wěn)定時的積分輸出信號可視為帶毛刺的直流信號。相較于頻率可達200 MHz的高速脈沖信號，積分輸出信號的檢測難度大幅降低。

圖5 積分輸出信號仿真圖

本文設計的反相積分過程將高速脈沖信號轉換成易于檢測的直流信號，解決了低頻MCU無法檢測百兆級高速脈沖信號的問題。但是，對于頻率較低的脈沖信號，反相積分電路會和普通積分電路一樣，電容在低電平時有充足的時間完全放電，使積分輸出信號無法波動上升。因此，反相積分峰值檢測法只適用于檢測高頻信號的峰值。

閾值檢測過程中，MCU將使用自帶ADC對穩(wěn)定時的積分輸出信號進行采集，并與設定閾值進行比較。為提高檢測精度，該設定閾值應盡可能小，因為在脈沖幅值均為比較器電源電壓的前提下，積分輸出信號的穩(wěn)定值取決于參考信號幅值與待檢測信號峰值之比。當ADC所采集的信號幅值大于檢測閾值時，確認同一時刻MCU控制DAC產生的參考信號幅值為待檢測信號的峰值，完成一次反相積分峰值檢測。

2 基于反相積分峰值檢測法的自動增益控制系統(tǒng)

基于反相積分峰值檢測法，本文設計了高頻信號自動增益控制系統(tǒng)，系統(tǒng)結構框圖如圖6所示。

圖6 自動增益控制系統(tǒng)結構框圖

自動增益控制系統(tǒng)由可變增益放大模塊、反相積分峰值檢測模塊和MCU控制模塊3部分組成?？勺冊鲆娣糯竽K對系統(tǒng)輸入的高頻信號進行增益可控的放大，反相積分峰值檢測模塊對系統(tǒng)輸出的高頻信號進行精確的峰值檢測，MCU控制模塊基于輸出信號峰值檢測結果調控增益，實現(xiàn)自動增益控制。

2.1 可變增益放大模塊

可變增益放大模塊包括2級電路，分別為前級程控增益放大電路和后級固定增益放大電路，可對系統(tǒng)輸入的高頻信號進行增益可控的放大，其總可調控增益范圍為-20～60 dB。

程控增益放大電路如圖7所示，為串聯(lián)的2級PGA放大器VCA821，共提供-40～+40 dB的動態(tài)增益范圍。VCA821在控制電壓的調控下能夠以dB為單位線性調整增益，實現(xiàn)增益調控。

圖7 程控增益放大電路

如圖8所示，固定增益放大電路選用的高速運放為OPA847，該器件高增益帶寬可達3.9 GHz。固定增益放大電路通過外圍電阻固定增益為20 dB，起降低噪聲、提升放大增益的作用。

圖8 固定增益放大電路

2.2 反相積分峰值檢測模塊

反相積分峰值檢測模塊除控制部分外包括2級電路，分別為峰值比較電路和反相積分電路，可對系統(tǒng)輸出信號進行精確的峰值檢測，模塊最高檢測帶寬可達200 MHz，電路如圖9所示。

圖9 反相積分峰值檢測電路

峰值比較電路選用的比較器為TLV3601，是一款傳播延遲低至2.5 ns的高速軌至軌比較器，可進行峰值比較，輸出高速脈沖信號。仿真實驗中發(fā)現(xiàn)TLV3601在輸入低于電源軌時會輸出干擾信號，因此輸入端需要給待檢測信號疊加一個恒定的直流信號，該信號由MCU控制DAC產生。

反相積分電路由運放OPA847搭建而成，為基于電容充放電原理設計的一種特殊積分電路，可對峰值比較電路輸出的高速脈沖信號進行積分處理，輸出易于檢測的積分輸出信號。

2.3 MCU控制模塊

MCU控制模塊包括MCU和DAC 2部分電路，參與反相積分峰值檢測過程，并基于輸出信號峰值檢測結果調控增益，實現(xiàn)自動增益控制。其中MCU的型號為ATmega128，是一款應用廣泛的單片機，其自帶的10位ADC可以實現(xiàn)閾值檢測功能，使系統(tǒng)無需另外設計ADC電路。

DAC器件型號為MCP4728，電路如圖10所示。MCP4728是一款是帶EEPROM存儲器的12位4通道數(shù)模轉換器，適用于設計簡單且高精密應用的模數(shù)轉換。

圖10 數(shù)模轉換電路

2.4 自動增益控制程序設計

在MCU程序中設定好所需輸出信號峰值，初始化系統(tǒng)后，自動增益控制系統(tǒng)開始工作，其程序流程如圖11所示。

圖11 自動增益控制程序流程圖

系統(tǒng)初始化后，首先對初始狀態(tài)的輸出信號進行峰值檢測，而后根據檢測所得峰值Vout與預設峰值Vs，計算所需增益并調控增益控制電壓。自動增益控制過程引入了反饋設計，即在每次調控完成后需重新進行峰值檢測，確認檢測所得峰值Vout與預設峰值Vs是否相等，若不相等則需重新進行調控，直至確認相等后，可結束一輪控制。

為縮短掃描時間，提高檢測效率，反相積分峰值檢測過程加入了步程變化的設計。參考信號首先以大步程掃描下降，當MCU首次檢測到積分輸出信號時，參考信號將回到上一時刻的幅值，并切換小步程重新掃描下降。在小步程掃描過程中檢測到積分輸出信號，方可確認該時刻參考信號幅值為待檢測信號峰值。

3 實驗結果與分析

3.1 實驗設置

系統(tǒng)采用TINA-TI軟件進行仿真實驗，TINA-TI基于SPICE引擎設計，具備強大的模擬和分析能力，適用于高頻信號的仿真?？刂瞥绦蛞肓朔答佋O計，確認檢測所得峰值Vout與預設峰值Vs相等時方可結束控制流程，所以輸出信號的誤差取決于峰值檢測模塊的檢測精度。實驗將驗證反相積分峰值檢測模塊的峰值檢測能力，分析其檢測誤差。

3.2 實驗結果分析

反相積分峰值檢測模塊的檢測誤差主要來自于峰值比較過程，由于比較器失調電壓的存在，確認峰值時參考信號幅值會低于待檢測信號峰值。通過改變待檢測信號的頻率和峰值來進行實驗，確定比較器能穩(wěn)定輸出高速脈沖信號時的參考信號幅值，記為V1，將該值記于表1中。

表1 實驗結果及誤差分析表

如表1所示，峰值確認時參考信號幅值總是稍低于待檢測信號峰值，可引入補償電壓V2(其值固定為2 mV)來減小誤差。設檢測所得峰值為Vout：

Vout=V1+V2

(1)

按式(1)計算Vout并填入表中。設峰值檢測相對誤差為E1：

(2)

按式(2)計算E1并填入表中。可知在系統(tǒng)工作頻帶范圍內，反相積分峰值檢測模塊的檢測相對誤差為-0.41%～+0.70%，其絕對值在0.70%以內。因此，本文設計的自動增益控制系統(tǒng)，輸出信號相對誤差可以控制在0.7%以內。

基于各類非射頻峰值檢測方法的自動增益控制系統(tǒng)，工作頻帶和最大相對誤差如表2所示。

表2 基于非射頻峰值檢測方法的AGC系統(tǒng)工作頻帶與誤差

基于有效值轉換芯片的峰值檢測方法因芯片轉換速率有限，不適用于高頻信號的檢測，選用常用有效值轉換芯片AD637的AGC系統(tǒng)，相對誤差在1%以內，但最高工作帶寬僅為1 MHz?；贏DC直接采樣的峰值檢測方法本質是對信號的直接或部分還原，該類方法對處理器的要求會隨著待檢測信號頻率的上升而提高，一種選用65 MPS的AD9266芯片、基于FPGA設計的AGC系統(tǒng)最高工作帶寬為10 MHz，相對誤差為5%。AGC系統(tǒng)的常用峰值檢測方法是搭建峰值保持電路后通過ADC采樣保持峰值，但峰值保持電路的處理頻率有限，一種基于峰值保持電路的AGC系統(tǒng)，最高檢測頻率仍為10 MHz，但相對誤差在1%以內?；贔PGA和高速比較器TLV3501設計的AGC系統(tǒng)，最高檢測頻率可達60 MHz，但相對誤差已經達到10%。相比之下，本文提出的高頻信號AGC系統(tǒng)最高工作帶寬可達200 MHz，相較同類系統(tǒng)提升到2倍以上；相對誤差在0.70%以內，控制精度較同類系統(tǒng)更高?；诜聪喾e分峰值檢測法，本文設計的系統(tǒng)實現(xiàn)了寬頻帶上的高精度自動增益控制。

4 結論

針對現(xiàn)有非射頻自動增益控制系統(tǒng)受限于峰值檢測能力，難以處理高頻信號的問題，本文提出了反相積分峰值檢測法，設計了基于該方法的高頻信號自動增益控制系統(tǒng)。反相積分峰值檢測法是一種針對低頻MCU設計的高頻信號峰值檢測方法，可以實現(xiàn)寬頻帶上的高精度峰值檢測。系統(tǒng)由可變增益放大模塊、反相積分峰值檢測模塊和MCU控制模塊組成，反相積分峰值檢測模塊對輸出信號進行峰值檢測，MCU控制模塊基于峰值檢測結果調控可變增益放大模塊的增益，實現(xiàn)自動增益控制。實驗結果表明：設計的自動增益控制系統(tǒng)最高工作帶寬可達200 MHz，相對誤差在0.70%以內，相較現(xiàn)有基于非射頻峰值檢測法的自動增益控制系統(tǒng)，最高工作帶寬提升到2倍以上，且控制精度更高。

基于反相積分峰值檢測法設計的高頻信號自動增益控制系統(tǒng)實現(xiàn)了工作帶寬的大幅提升，達到了預期的設計目的。在本文設計方案的基礎上，系統(tǒng)可以通過級聯(lián)更多級PGA放大器來擴大增益范圍，更換更高速的比較器來拓寬工作頻帶。此外，若對峰值檢測時間有更高的要求，系統(tǒng)還可以更換更高性能的處理器，并采用多比較器并聯(lián)的設計，以進一步提高檢測效率。