雷雨，李艷萍，麻士峰，黃鑫，宋濤濤

（山東建筑大學(xué)信息與電氣工程學(xué)院，山東濟(jì)南 250100）

無線上網(wǎng)已經(jīng)成為人類生活不可或缺的一部分。無線數(shù)據(jù)傳輸以射頻為載體，射頻波中含有微弱的電能。隨著無線數(shù)據(jù)傳輸技術(shù)的廣泛應(yīng)用，將無線信號中的電能收集并利用的射頻能量收集技術(shù)(Radio Frequency Energy Harvesting,RFEH)也具有越來越廣闊的應(yīng)用前景[1-2]。近年來，國內(nèi)外對于空間中射頻取電的相關(guān)研究已經(jīng)取得了不斷突破。美國Powercast 公司近來已生產(chǎn)了無源射頻接收器或射頻能量采集器件；雷恩大學(xué)的Mohamed Latrach 教授和圖爾大學(xué)的L.Ventura 教授設(shè)計(jì)的整流電路能收集40 pW 的射頻功率；Prusayon Nintanavongsa 團(tuán)隊(duì)提出了一個(gè)雙級收集電路，分別用于接收較低功率和較高功率的射頻信號進(jìn)行整流。

該文設(shè)計(jì)的射頻能量收集電路，在倍壓整流電路輸入端進(jìn)行了諧振電路設(shè)計(jì)，提高了倍壓整流電路的輸出電壓，在低功率射頻環(huán)境下有較理想的電壓輸出。該文設(shè)計(jì)的電路應(yīng)用于射頻能量收集領(lǐng)域，對一定距離內(nèi)的低功耗設(shè)備可持續(xù)供應(yīng)電能[3]。

1 系統(tǒng)組成

射頻能量收集系統(tǒng)框圖如圖1 所示，主要由射頻接收天線、阻抗匹配電路、RF-DC 倍壓整流電路和電能存儲(chǔ)電路組成。射頻天線性能的好壞直接決定了收集射頻信號功率的大小；阻抗匹配電路將天線與后級電路連接，匹配電路決定了天線收集到射頻信號進(jìn)入倍壓整流電路[4]的效率；RF-DC 整流倍壓電路將射頻交流電轉(zhuǎn)換為方向一致的直流電。由于轉(zhuǎn)換輸出的功率較低，無法直接使用，因此需要電能存儲(chǔ)電路將轉(zhuǎn)換的直流電存儲(chǔ)到超級電容中，最終輸出到負(fù)載[5]。該能量轉(zhuǎn)換裝置體積小，很容易與低功耗電子設(shè)備集成使用。

圖1 射頻收集系統(tǒng)框圖

2 整流倍壓電路

2.1 五階倍壓整流電路

設(shè)計(jì)整流倍壓電路的主要目的是將頻率高并且功率強(qiáng)度低的射頻小信號，轉(zhuǎn)換為可直接供用電器工作的直流電。在進(jìn)行射頻小信號整流倍壓電路設(shè)計(jì)時(shí)，當(dāng)信號頻率超過1 GHz 時(shí)，需要考慮在高頻環(huán)境下，電路中分立元件產(chǎn)生的寄生效應(yīng)以及導(dǎo)線產(chǎn)生的趨膚效應(yīng)；當(dāng)信號頻率低于1 GHz 時(shí)，分立元件產(chǎn)生的寄生效應(yīng)以及導(dǎo)線產(chǎn)生的趨膚效應(yīng)影響較小，可以忽略不計(jì)。該文在研究過程中，選擇ISM 頻段的915 MHz 輸入的射頻信號，利用分立元件搭建整流倍壓電路，在整流倍壓的過程中實(shí)現(xiàn)較高的轉(zhuǎn)換效率。目前，基于MOS 管的小信號整流系統(tǒng)已被提出[6]，但由于MOS 管的特殊結(jié)構(gòu)，導(dǎo)致MOS 管的電壓導(dǎo)通閾值較高[7]，升壓過程中會(huì)產(chǎn)生電壓損失，對低功率的系統(tǒng)來說影響極大。相對來說，導(dǎo)通頻率快并且導(dǎo)通壓降低的肖特基二極管[8]在射頻整流的過程中受到了極大歡迎。

二極管的起始工作功率越低越好[9-10]。HSMS-285x 系列的貼片零偏置肖特基二極管使用頻率范圍在1.5 GHz 以內(nèi)，可在輸入信號功率大于-20 dBm 的范圍內(nèi)工作，其憑借在高頻領(lǐng)域的優(yōu)勢，極其適用于射頻整流電路。射頻整流電路輸入為極低功率的射頻信號，該文設(shè)計(jì)仿真的輸入信號功率范圍為-20～10 dBm，中心頻率為915 MHz，在該頻段內(nèi)，HSMS-285x 系列的二極管的靈敏度為50 mV/μW，正常工作時(shí)的正向壓降低至150 mV，因此，采用HSMS-285x系列的二極管與電容搭建的整流電路，對輸入的高頻小信號進(jìn)行整流倍壓，并對電路中的電壓進(jìn)行逐級提升[11-13]?；贏DS 仿真軟件平臺對整流電路的性能進(jìn)行仿真分析。

基于ADS 搭建的仿真電路圖如圖2 所示。圖2為五階Dickson 整流倍壓電路，在低功率輸入狀態(tài)下能夠達(dá)到大于1 V 的電壓輸出。仿真實(shí)驗(yàn)證明，3～5階倍壓整流電路在高頻環(huán)境下有較好的整流倍壓效果，輸出電壓的高低受負(fù)載電阻阻值大小影響，負(fù)載電阻越大，輸出電壓越高。但電阻為功率消耗元件，負(fù)載電阻阻值越大電阻損耗也越高。將整流倍壓電路的負(fù)載改為容量為1 F 的電容，此時(shí)輸出電壓相較于負(fù)載為10 kΩ電阻的輸出電壓有很大提升。對比結(jié)果如圖3 所示。

圖2 倍壓整流電路仿真

圖3 仿真輸出電壓

輸出電壓大小是由射頻信號的輸入功率以及二極管的正向壓降決定的。輸出電壓的計(jì)算公式為：

式中，x為倍壓整流電路階數(shù)，Vf為輸入射頻信號電壓的大小，Vd為二極管正向壓降的大小。由式（1）可知，輸入電壓越大，二極管正向壓降越小，輸出端電壓越高。天線增益大小以及射頻信號在該區(qū)域內(nèi)的功率強(qiáng)度決定輸入射頻信號的強(qiáng)弱；二極管正向壓降影響輸出電壓的高低。因此，選擇增益較強(qiáng)的天線以及正向壓降低的二極管，為提高輸出電壓提供了條件。

2.2 加入諧振的倍壓整流電路

為提高倍壓整流電路的輸出，對倍壓整流電路進(jìn)行了改進(jìn)優(yōu)化，在倍壓整流電路的輸入端加入LC（電感電容）并聯(lián)諧振電路[14]，通過互感耦合，提高倍壓整流電路輸出電壓，提升整流電路的整流效率。

收集天線的中心頻率為915 MHz，因此，LC 并聯(lián)諧振電路的諧振頻率為915 MHz，加入諧振回路既能濾除雜波，又能形成電流增益。

根據(jù)式（2）可知，fp中心頻率為915 MHz，L和C分別為并聯(lián)諧振電路的電感和電容，確定諧振頻率就可計(jì)算得出電感值以及電容值。

并聯(lián)諧振時(shí)，電容支路和電感支路的電流被放大，放大后的電流大小相等方向相反。放大后的電流為：

式中，IC和IL分別為流經(jīng)電容和電感的電流，IS為電路的源電流，QP為電路的品質(zhì)因數(shù)，計(jì)算公式如下：

式（5）中，ωP為電路的諧振頻率，L和C分別為電路的電感和電容大小，R為電路的損耗電阻。

初級諧振回路與次級電路通過互感耦合，提高倍壓整流電路的輸入電壓?；ジ旭詈想娐肥疽鈭D如圖4 所示。

圖4 互感耦合電路示意圖

在互感耦合電路中，初級回路耦合次級回路產(chǎn)生的耦合電流，相當(dāng)于在次級回路中加入了感應(yīng)電動(dòng)勢，感應(yīng)電動(dòng)勢的大小為：

式（6）中，M為互感系數(shù)。在互感耦合電路圖中，電阻Z2等效于整流倍壓電路的阻抗。

將諧振電路應(yīng)用于倍壓整流電路的實(shí)驗(yàn)仿真，改進(jìn)的倍壓整流電路圖如圖5 所示。首先，計(jì)算得出并聯(lián)諧振電感以及電容大小，確定電感的損耗電阻，并計(jì)算品質(zhì)因數(shù)Q值的大小。在仿真過程中，選擇合適的互感系數(shù)M值，在負(fù)載電阻為10 kΩ的情況下，觀察倍壓整流電路輸出。將加入諧振回路與不加入諧振回路的倍壓整流電路輸出電壓進(jìn)行對比，觀察加入諧振回路的倍壓整流效果。

圖5 改進(jìn)的倍壓整流電路圖

改進(jìn)的倍壓電路整流效果如圖6 所示，加入諧振回路的倍壓整流電路的輸出電壓約為原電路輸出電壓的2.5 倍，轉(zhuǎn)換效率提高了近60%。

圖6 改進(jìn)的倍壓電路整流效果

3 阻抗匹配電路

3.1 阻抗匹配原理

普通電路由電源以及負(fù)載組成，電源為VS，源阻抗為：

負(fù)載阻抗為：

傳遞給負(fù)載的平均功率為：

由式（9）可得，當(dāng)RL=RS，XL=-XS時(shí)，負(fù)載的功率達(dá)到最大，最大傳輸功率為：

因此，當(dāng)源阻抗與負(fù)載阻抗共軛匹配時(shí)，負(fù)載功率的輸出達(dá)到最大。

3.2 阻抗匹配評價(jià)

在射頻輸入端，為降低反射功率，將天線接收到的射頻功率盡可能多地傳輸?shù)胶蠹壵鞣糯箅娐罚O(shè)計(jì)阻抗匹配電路使天線阻抗與后級整流倍壓電路形成阻抗匹配。射頻收集天線選擇50 Ω標(biāo)準(zhǔn)的阻抗天線，在收集天線與整流倍壓電路中間，設(shè)計(jì)阻抗匹配電路，以實(shí)現(xiàn)阻抗匹配。通過回波損耗參數(shù)即(S(1,1)參數(shù))與電壓駐波比VSWR 進(jìn)行阻抗匹配效果的評價(jià)。

回波損耗是反射波與入射波的功率之比，即：

式中，Prf為反射波功率，Pin為入射波功率。回波損耗的單位為dB，當(dāng)反射波功率遠(yuǎn)小于入射波功率時(shí)，即遠(yuǎn)小于1，此時(shí)回波損耗S(1,1)為負(fù)值。回波損耗越小，表示天線反射功率越小，電路的凈輸入功率越大。

電壓駐波比VSWR 的計(jì)算公式為：

式中，Γ為電路的反射系數(shù)，Γ的計(jì)算公式為：

式中，Zeq為電路的等效輸入阻抗，RA為天線阻抗，大小為50 Ω。當(dāng)電壓駐波比VSWR 小于1.5 時(shí)，認(rèn)為阻抗匹配電路達(dá)到了理想效果。

阻抗匹配電路的位置在接入天線與整流倍壓電路之間，雖然已知天線的輸入阻抗為50 Ω，但是整流倍壓電路的輸入阻抗在電路沒有設(shè)計(jì)完成之前是無法確定的。因此阻抗匹配電路的設(shè)計(jì)需要在電路設(shè)計(jì)的最后階段完成。

3.3 阻抗匹配仿真設(shè)計(jì)

在設(shè)計(jì)阻抗匹配電路之前，通過仿真實(shí)驗(yàn)得到整流倍壓電路在不同輸入功率下的輸入阻抗。

輸入阻抗仿真結(jié)果如圖7 所示，由于射頻二極管是非線性元件，隨著輸入功率不斷改變，其輸入阻抗也在改變。為滿足阻抗匹配能夠達(dá)到的條件，在輸入功率為0 dBm 時(shí)，選取輸入阻抗Z=19.4-j×76.8，將該輸入阻抗作為整流倍壓電路的輸入阻抗進(jìn)行阻抗匹配。

圖7 輸入阻抗仿真結(jié)果

利用ADS 軟件的Smith Chart Utility 工具設(shè)計(jì)匹配電路，在915 MHz 頻率范圍附近，使50 Ω天線源阻抗與整流電路形成共軛匹配。

阻抗匹配仿真電路設(shè)計(jì)如圖8 所示。設(shè)計(jì)對阻抗匹配電路元器件的選擇有嚴(yán)格要求，要既能實(shí)現(xiàn)阻抗匹配，又要使用常見的電子器件。因此，設(shè)計(jì)阻抗匹配電路時(shí)，根據(jù)不同情況確定匹配電路元件參數(shù)值[15]，調(diào)整電阻電容以及電感大小，實(shí)現(xiàn)阻抗匹配。最終，選取了43 Ω的電阻、6.8 nH 的電感以及2.2 pF 的電容組成匹配電路。

圖8 阻抗匹配仿真電路

仿真結(jié)果如圖9、圖10 所示，在915 MHz 中心頻率附近，回波損耗S(1,1)小于-30 dB，駐波比VSWR小于1.5，反射功率較小，天線能夠有效接收射頻信號功率。有效接收射頻功率是進(jìn)行整流倍壓的基礎(chǔ)，在接收過程中信號功率損耗越小，能夠進(jìn)行整流倍壓的射頻信號功率就越大。

圖9 回波損耗(S(1,1))仿真結(jié)果

圖10 駐波比VSWR仿真結(jié)果

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

根據(jù)仿真實(shí)驗(yàn)，搭建了硬件電路并完成了電路檢驗(yàn)。利用特定的發(fā)射裝置發(fā)射915 MHz 射頻信號，在距離發(fā)射裝置的不同位置，測量射頻能量收集電路的輸出電壓。

RF-DC 實(shí)驗(yàn)采用50 Ω阻抗偶極子天線[16]，天線接收頻率范圍為902～928 MHz，峰值增益為1.7 dBi，回波損耗小于-10 dB。在射頻發(fā)射裝置的不同距離處，用頻譜分析儀測量距離發(fā)射裝置不同距離的射頻功，并且用射頻能量收集電路進(jìn)行射頻整流，測量10 kΩ負(fù)載電阻的電壓輸出以及空載的電壓輸出，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如表1 所示。

表1 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

由表1 實(shí)驗(yàn)結(jié)果可知，射頻能量收集電路隨著射頻功率降低，轉(zhuǎn)換輸出的電壓也急速下降。并且由于射頻在空間中的衰減是指數(shù)衰減的，在距離射頻發(fā)射裝置1 m 距離時(shí)，射頻能量收集電路能使LED 燈微弱點(diǎn)亮，在距離射頻發(fā)射裝置2 m 距離時(shí)，射頻能量收集電路仍有200 mV 的輸出。

5 結(jié)束語

該文設(shè)計(jì)了一種射頻能量收集電路，并對電路進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，在射頻功率大于-5 dBm 的微弱功率下，可輸出高于4.39 V 的電壓，在2 m 范圍內(nèi)能實(shí)現(xiàn)有效的射頻能量轉(zhuǎn)換?；贏DS 仿真軟件平臺設(shè)計(jì)并仿真了加入并聯(lián)諧振回路的倍壓整流電路，通過仿真驗(yàn)證了倍壓整流效果，加入諧振回路的射頻能量收集電路仿真結(jié)果優(yōu)于普通的射頻能量收集電路。該電路體積小，能有效實(shí)現(xiàn)射頻能量的收集，在低功耗傳感器的無線電能供應(yīng)方面有廣闊的應(yīng)用前景。