李國(guó)軍，向翠玲，葉昌榮,3，王尊立

（1.重慶郵電大學(xué)光電工程學(xué)院/重慶國(guó)際半導(dǎo)體學(xué)院，重慶 400065；2.重慶郵電大學(xué)超視距可信信息傳輸研究所，重慶 400065；3.重慶郵電大學(xué)光電信息感測(cè)與傳輸技術(shù)重慶市重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室博士后科研工作站，重慶 400065）

0 引言

短波通信作為一種重要的通信手段，由于其靈活性高、抗摧毀能力強(qiáng)、通信傳輸距離遠(yuǎn)等優(yōu)點(diǎn)，廣泛應(yīng)用于航海、海空和搶險(xiǎn)救災(zāi)等領(lǐng)域[1]。然而，為了適應(yīng)電離層的時(shí)變色散特性，短波通信必須根據(jù)信道的變化而實(shí)時(shí)改變通信頻率[2]。隨著通信技術(shù)的發(fā)展，出現(xiàn)了自動(dòng)鏈路建立（ALE,automatic link establishment）概念，即通過(guò)探測(cè)信號(hào)對(duì)信道參數(shù)進(jìn)行估計(jì)，完成信道質(zhì)量評(píng)估，選擇最佳工作頻率建立鏈路，保證通信性能[3]。

針對(duì)傳統(tǒng)ALE 技術(shù)存在的探測(cè)與建鏈具有分離性、建鏈主呼方等待駐留信道時(shí)間過(guò)長(zhǎng)以及過(guò)度依賴長(zhǎng)期預(yù)測(cè)模型等問(wèn)題，文獻(xiàn)[4]引入了數(shù)字信道化接收機(jī)，使接收方具有寬窗口接收能力，提高了探測(cè)與信號(hào)分析的速度。然后采用探測(cè)后即建鏈的策略，提高了建鏈的時(shí)效性和可靠性。文獻(xiàn)[5]在文獻(xiàn)[4]的基礎(chǔ)上提出了一種信道化接收機(jī)多信道組掃描駐留方法，實(shí)現(xiàn)短波全頻段覆蓋的快速建鏈。文獻(xiàn)[6]圍繞短波寬帶化，針對(duì)不同業(yè)務(wù)需求，選擇合適的波形和寬帶信道用于鏈路的建立，提高了短波寬帶信道的建鏈成功率。

在長(zhǎng)期的實(shí)際應(yīng)用中，研究者發(fā)現(xiàn)2G-ALE 技術(shù)在組網(wǎng)能力、建鏈開(kāi)銷和頻率資源利用率上存在不足[7-8]。1999 年，3G-ALE 出現(xiàn)，通過(guò)實(shí)時(shí)頻譜感知技術(shù)獲取可用頻率對(duì)信道進(jìn)行實(shí)時(shí)探測(cè)與自動(dòng)鏈路建立[9-10]。在傳輸過(guò)程中，短波信號(hào)場(chǎng)強(qiáng)不斷減弱。因此，短波最佳工作頻率的選擇是決定短波通信性能的關(guān)鍵性因素之一，是保障通信性能的重要措施[11]。短波信道的多徑現(xiàn)象造成快衰落，而快衰落具有明顯的頻率選擇性，同時(shí)短波信道的時(shí)變特性造成電磁波頻率的變化。因而在通信過(guò)程中需要不斷更新最優(yōu)頻率，避免因?yàn)榭焖ヂ涠斐尚旁氡群拖到y(tǒng)誤碼率均降低的現(xiàn)象[12]。對(duì)短波通信頻段內(nèi)多路頻點(diǎn)信號(hào)進(jìn)行接收、識(shí)別，需要部署大量的短波窄帶接收機(jī)，每個(gè)接收機(jī)在不同的頻點(diǎn)上進(jìn)行偵測(cè)。這種方法存在成本高、靈活性差、功耗大等問(wèn)題[13]。國(guó)外廠商R&S 和RADIXON 也分別推出了各自的短波信道化接收機(jī)產(chǎn)品，該產(chǎn)品具備短波全頻段覆蓋和接收的基礎(chǔ)功能[14]。2019 年，張龍[15]也針對(duì)上述問(wèn)題，通過(guò)信道組劃分掃描的方式，實(shí)現(xiàn)了短波全頻段接收，但無(wú)法做到短波全頻段實(shí)時(shí)接收。

以上方法使用的短波數(shù)字信道化接收機(jī)存在資源消耗大、成本高等缺點(diǎn)，并且沒(méi)有進(jìn)一步探討信道化結(jié)構(gòu)對(duì)系統(tǒng)接收性能帶來(lái)的影響。在建鏈流程不同階段，設(shè)計(jì)使用不同特性的突發(fā)波形，存在時(shí)間冗余和設(shè)備兼容等問(wèn)題。在快速建鏈方案論證方面，缺乏真實(shí)短波信道環(huán)境下的數(shù)據(jù)支撐。

本文從系統(tǒng)集成度以及設(shè)備適配兼容的角度出發(fā)，增強(qiáng)建鏈系統(tǒng)的連通率和穩(wěn)定性，實(shí)現(xiàn)全頻段信道化接收、多通道并行處理，提出一種短波數(shù)字信道化通信探測(cè)一體化快速建鏈方法。首先，本文設(shè)計(jì)了一種基于線性調(diào)頻（LFM,linear frequency modulation）信號(hào)的通信探測(cè)一體化波形；然后，詳細(xì)闡述了信道參數(shù)估計(jì)方法以及通信數(shù)據(jù)的解調(diào)譯碼，并給出了通信探測(cè)一體化快速建鏈流程；最后，通過(guò)仿真和實(shí)測(cè)驗(yàn)證了該方法在真實(shí)信道環(huán)境的適用性。

1 基于短波數(shù)字信道化的快速建鏈系統(tǒng)

本文以數(shù)字信道化技術(shù)、通信探測(cè)一體化波形為基礎(chǔ)，設(shè)計(jì)了如圖1 所示的快速建鏈系統(tǒng)，系統(tǒng)由短波電臺(tái)、通信控制器以及上層應(yīng)用程序組成。

圖1 快速建鏈系統(tǒng)

短波電臺(tái)通過(guò)引入短波數(shù)字信道化接收機(jī)，可實(shí)現(xiàn)多個(gè)短波信道的并行探測(cè)，大幅縮短鏈路建立時(shí)間，實(shí)現(xiàn)用戶間的快速建鏈和實(shí)時(shí)建鏈。通信控制器主要實(shí)現(xiàn)物理層和數(shù)據(jù)鏈路層的功能，在復(fù)雜多變的信道環(huán)境下實(shí)現(xiàn)快速鏈路建立。上層應(yīng)用程序可以為組網(wǎng)用戶提供頻率優(yōu)選集、鏈路路由表和信道參數(shù)態(tài)勢(shì)等信息，控制建鏈系統(tǒng)的穩(wěn)定運(yùn)行，完成通信雙方的各種業(yè)務(wù)管理。

在快速建鏈系統(tǒng)中，利用通信探測(cè)一體化波形同時(shí)進(jìn)行通信與探測(cè)，進(jìn)行實(shí)時(shí)信道質(zhì)量評(píng)估的同時(shí)，攜帶描述信道質(zhì)量的參數(shù)和有效建鏈信息完成快速鏈路建立。接收機(jī)解調(diào)模塊流程如圖2 所示，接收信號(hào)經(jīng)過(guò)數(shù)字信道化處理均勻劃分為多路子信道，首先對(duì)每路子信道進(jìn)行同步捕獲，對(duì)存在目標(biāo)信號(hào)的子信道進(jìn)行下一步的信道參數(shù)估計(jì)和通信數(shù)據(jù)的解調(diào)譯碼。

圖2 接收機(jī)解調(diào)模塊流程

信道參數(shù)估計(jì)包括多徑時(shí)延估計(jì)、多普勒頻效應(yīng)估計(jì)以及信噪比估計(jì)。信道參數(shù)估計(jì)數(shù)據(jù)可為后續(xù)的頻率優(yōu)選集、鏈路路由表以及信道參數(shù)態(tài)勢(shì)提供可靠的數(shù)據(jù)支撐。解調(diào)譯碼后的通信數(shù)據(jù)根據(jù)ALE 流程和協(xié)議數(shù)據(jù)單元（PDU,protocol data unit），在建鏈各階段攜帶相應(yīng)的數(shù)據(jù)信息共同完成可靠的鏈路建立過(guò)程。

2 本文方法設(shè)計(jì)

2.1 建鏈流程對(duì)比

傳統(tǒng)建鏈過(guò)程如圖3 所示。傳統(tǒng)鏈路建立中，頻率管理和鏈路建立在時(shí)間上是錯(cuò)開(kāi)的，交互過(guò)多，探測(cè)時(shí)間過(guò)長(zhǎng)。通常在系統(tǒng)閑暇時(shí)進(jìn)行信道探測(cè)，選出可用頻率。需要建鏈時(shí)再在可用頻率發(fā)送呼叫PDU，得到被呼方應(yīng)答后，主呼方再轉(zhuǎn)至業(yè)務(wù)信道發(fā)送業(yè)務(wù)申請(qǐng)，得到被呼方的確認(rèn)信號(hào)，鏈路才得以建立，同時(shí)選出鏈路通常非最優(yōu)。

圖3 傳統(tǒng)建鏈過(guò)程

本文方案建鏈過(guò)程如圖4 所示。從圖4 可以看出，本文設(shè)計(jì)的建鏈方案計(jì)算并行度高，具備硬件加速、全頻段信道化接收、多通道并行處理的能力。

圖4 本文方案建鏈過(guò)程

2.2 短波數(shù)字信道化接收機(jī)技術(shù)

隨著傳輸業(yè)務(wù)需求的增多和傳輸速率需求的增大，寬帶業(yè)務(wù)在短波通信中應(yīng)運(yùn)而生[16]。

多相濾波離散傅里葉變換（DFT,discrete Fourier transform）數(shù)字信道化結(jié)構(gòu)是一種高效的數(shù)字信道化接收結(jié)構(gòu)，它能夠在接收帶寬范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)全概率接收[17]，并且結(jié)合了多相濾波與DFT 技術(shù)，大大降低了運(yùn)算量，便于在工程中實(shí)現(xiàn)。

多相濾波DFT 數(shù)字信道化結(jié)構(gòu)的數(shù)學(xué)為

其中，k=0,1,2,…,D-1 為信道數(shù)、D為正整數(shù)指抽取倍數(shù)、p=0,1,2,…,D-1 為信道編號(hào)，表示濾波器分組情況。x p(m)為輸入信號(hào)進(jìn)行抽取后的結(jié)果，h p(m)為多相濾波結(jié)構(gòu)的分支濾波器。多相濾波DFT 數(shù)字信道化結(jié)構(gòu)如圖5 所示。每路子信道抽取器D↓已經(jīng)位于濾波器（h0(m),h1(m),…,hD-1(m)）之前，且每個(gè)濾波器不再是原型低通濾波器，而是該濾波器的多相分量，運(yùn)算量降為原來(lái)的。

圖5 多相濾波DFT 數(shù)字信道化結(jié)構(gòu)

本文在寬帶短波通信和第三代ALE 技術(shù)的基礎(chǔ)上，設(shè)計(jì)能實(shí)時(shí)獲取多路信號(hào)的短波全頻段數(shù)字信道化接收機(jī)，設(shè)計(jì)指標(biāo)為瞬時(shí)處理帶寬為24.576 MHz，實(shí)時(shí)獲取1 024 路子信道，每路子信道帶寬為24 kHz。短波數(shù)字信道化接收機(jī)結(jié)構(gòu)如圖6 所示。

圖6 短波數(shù)字信道化接收機(jī)結(jié)構(gòu)

數(shù)字信號(hào)通過(guò)數(shù)字下變頻模塊的混頻和濾波抽取，得到采樣率為24.576 MHz、帶寬范圍為-12.288～12.288 MHz 的寬帶信號(hào)。設(shè)計(jì)能實(shí)現(xiàn)1 024 路子信道均勻劃分的兩級(jí)信道化級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu)，每一級(jí)信道化劃分32 路子信道，第一級(jí)信道化后每路子信道帶寬為768 kHz，第二級(jí)信道化后每路子信道帶寬為24 kHz。

在數(shù)字信道化接收機(jī)接收過(guò)程中，由于所設(shè)計(jì)的原型低通濾波器并不是理想的，會(huì)存在一定的過(guò)渡帶。根據(jù)圖7 所示的子信道劃分方式可以看出，每級(jí)子信道劃分的相鄰信道之間會(huì)存在覆蓋的盲區(qū)。本文通過(guò)研究信道參數(shù)估計(jì)技術(shù)，彌補(bǔ)了處于盲區(qū)的信道化結(jié)構(gòu)帶來(lái)的衰減影響，對(duì)短波信道的差異化特性進(jìn)行準(zhǔn)確描述。

圖7 子信道劃分方式

采用多級(jí)信道化級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu)，每級(jí)信道化結(jié)構(gòu)的過(guò)渡帶歸一化數(shù)字頻率遠(yuǎn)小于只使用單級(jí)信道化結(jié)構(gòu)的情況，能夠大大降低信道化結(jié)構(gòu)中濾波器的階數(shù)，從而降低對(duì)計(jì)算量的要求，提高了輸出結(jié)果的實(shí)時(shí)性。DFT運(yùn)算可以通過(guò)快速傅里葉變換（FFT,fast Fourier transform）進(jìn)行替代，大大降低運(yùn)算量，提高信道化結(jié)構(gòu)的實(shí)時(shí)處理能力。

2.3 通信探測(cè)一體化波形設(shè)計(jì)

LFM 信號(hào)具有產(chǎn)生容易、時(shí)間帶寬積大、抗干擾能力強(qiáng)等特點(diǎn)，特別是在抑制多普勒效應(yīng)和多徑效應(yīng)方面具有良好的性能[17]。

典型的LFM 信號(hào)數(shù)學(xué)表達(dá)式為

其中，A0為信號(hào)幅度，f0為信號(hào)載頻，為調(diào)頻斜率，B為信號(hào)帶寬，T為信號(hào)持續(xù)時(shí)間，也稱為脈沖寬度。對(duì)于LFM 信號(hào)，當(dāng)k＞ 0時(shí)，其瞬時(shí)頻率隨時(shí)間呈線性增加，稱為上調(diào)頻LFM 信號(hào)；反之，其瞬時(shí)頻率隨時(shí)間呈線性減小，稱為下調(diào)頻LFM 信號(hào)。

圖8 給出了通信探測(cè)一體化波形幀結(jié)構(gòu)。根據(jù)短波數(shù)字信道化接收機(jī)設(shè)置指標(biāo)，設(shè)計(jì)同步前導(dǎo)信號(hào)由3 個(gè)帶寬為20 kHz、脈寬為12 ms 的LFM 信號(hào)構(gòu)成，同時(shí)包含上下調(diào)頻LFM 信號(hào)。同步頭1和同步頭2 為上調(diào)頻LFM 信號(hào)，用于信號(hào)的同步捕獲和多徑時(shí)延估計(jì)。同步頭3 為下調(diào)頻LFM 信號(hào)，與同步頭2 共同用于信號(hào)的多普勒頻率偏移估計(jì)，整個(gè)同步前導(dǎo)信號(hào)還可用于信噪比估計(jì)。發(fā)送信號(hào)產(chǎn)生流程如圖9 所示。圖9 中給出的數(shù)據(jù)信息中包含32 bit 有效信息。32 bit 有效信息依次添加4 bit 循環(huán)冗余校驗(yàn)（CRC,cyclic redundancy check）碼，再進(jìn)行RS(15,9)編碼，數(shù)據(jù)編碼成60 bit。最后進(jìn)行基于二進(jìn)制正交鍵控（BOK,binary orthogonal keying）的LFM-BOK 調(diào)制生成基帶信號(hào)[18]，組成數(shù)據(jù)信息序列。其中，每個(gè)數(shù)據(jù)信息碼元的帶寬為20 kHz，脈寬為3 ms。

圖8 通信探測(cè)一體化波形幀結(jié)構(gòu)

圖9 發(fā)送信號(hào)產(chǎn)生流程

2.4 信道參數(shù)估計(jì)與數(shù)據(jù)信息的解調(diào)譯碼

首先對(duì)每路子信道的信號(hào)進(jìn)行同步捕獲，然后對(duì)存在目標(biāo)信號(hào)的子信道進(jìn)行下一步的信道參數(shù)估計(jì)和通信數(shù)據(jù)的解調(diào)譯碼。

1) 同步捕獲

LFM 信號(hào)經(jīng)過(guò)匹配濾波器的輸出可表示為[19]

其中，A、Ar分別為匹配濾波沖激響應(yīng)和接收信號(hào)的幅值。從式(3)可以看出，LFM 信號(hào)經(jīng)過(guò)匹配濾波器的輸出具有和sinc 函數(shù)類似的脈沖壓縮特性，從而可將輸入的低峰值功率的LFM信號(hào)轉(zhuǎn)換成一個(gè)能量集中于很短時(shí)間內(nèi)具有高峰值功率的輸出信號(hào)，再通過(guò)恒虛警率（CFAR,constant false alarm rate）與最佳采樣時(shí)刻調(diào)整實(shí)現(xiàn)信號(hào)的同步捕獲，恒虛警率閾值設(shè)置為0.03。當(dāng)2 個(gè)脈沖峰值之間的采樣點(diǎn)數(shù)對(duì)應(yīng)同步頭1 和同步頭2 之間的長(zhǎng)度時(shí)，可以認(rèn)為捕獲到了同步前導(dǎo)信號(hào)，便可以得到同步前導(dǎo)信號(hào)的起始位置。

2) 多徑時(shí)延估計(jì)

在信號(hào)進(jìn)行同步捕獲后，可以同時(shí)利用匹配濾波輸出結(jié)果對(duì)多徑時(shí)延進(jìn)行估計(jì)。將多徑脈沖間的采樣點(diǎn)數(shù)差Δd乘以采樣間隔即可得到多徑時(shí)延差，表示為

3) 多普勒頻率偏移估計(jì)

假設(shè)接收到的LFM 信號(hào)相對(duì)于發(fā)送信號(hào)的頻偏估計(jì)為fd，其經(jīng)過(guò)匹配濾波器后輸出表達(dá)式為[17]

從理論推導(dǎo)可以看出，頻偏使匹配濾波器輸出脈沖主峰出現(xiàn)時(shí)刻發(fā)生偏移，偏移量為。采用調(diào)頻斜率相反，帶寬、脈寬相同的LFM 信號(hào)，即同步頭2 和同步頭3，對(duì)于同一多普勒頻率偏移，匹配濾波后的結(jié)果將相對(duì)于無(wú)多普勒頻率偏移時(shí)超前或滯后。利用上下調(diào)頻匹配濾波后產(chǎn)生的正負(fù)2 個(gè)脈沖，進(jìn)而計(jì)算兩者相關(guān)最大值的間隔求得多普勒頻率偏移估計(jì)值，表達(dá)式為

其中，Δdf為2 個(gè)脈沖峰值之間的采樣點(diǎn)差減去無(wú)多普勒頻率偏移時(shí)2 個(gè)LFM 信號(hào)之間的采樣點(diǎn)差。

為了進(jìn)一步提高頻偏估計(jì)的精度，下面介紹一種基于相關(guān)試探的頻偏估計(jì)法。具體步驟如下。

步驟1n初始化為0，設(shè)定頻偏估計(jì)步進(jìn)值fα，設(shè)定頻偏值為，其中Δf為頻偏初步估計(jì)值。

步驟2將fest分別加入上下調(diào)頻匹配濾波的沖激響應(yīng)中，計(jì)算同步前導(dǎo)信號(hào)經(jīng)過(guò)上下調(diào)頻匹配濾波后的結(jié)果。

步驟3n=n+1。若，則轉(zhuǎn)至步驟4；否則更新，返回步驟2。

步驟4取上下調(diào)頻匹配濾波后脈壓值最大時(shí)對(duì)應(yīng)的頻偏值作為頻偏估計(jì)值。

4) 信噪比估計(jì)

假設(shè)經(jīng)過(guò)短波信道的信號(hào)多徑數(shù)為典型值兩徑，通過(guò)信道化接收和頻偏校正后的LFM 信號(hào)s(n)經(jīng)過(guò)匹配濾波器后的輸出可表示為（忽略噪聲項(xiàng)）

因?yàn)榇嬖陬l偏估計(jì)誤差fd，加上信道化結(jié)構(gòu)帶來(lái)的影響，會(huì)出現(xiàn)頻譜泄露的情況。下面介紹一種基于迭代匹配濾波的信噪比估計(jì)方法。具體步驟如下。

步驟1k初始化為0，s k(n)=s(n)。

步驟2A和T均已知，根據(jù)多徑時(shí)延估計(jì)結(jié)果以及s k(n) 經(jīng)過(guò)匹配濾波后的輸出，得到和，并加在本地序列的LFM 信號(hào)中，即

步驟3k=k+1，s k(n) =s k-1(n) -s1(n)。如果依然可以捕獲s k(n)經(jīng)過(guò)匹配濾波輸出的脈沖峰值，說(shuō)明此時(shí)得到的信號(hào)仍然存在信號(hào)分量，返回步驟2；若無(wú)法捕獲匹配濾波器輸出的結(jié)果，則轉(zhuǎn)至步驟4。

步驟4此時(shí)得到的信號(hào)s k(n)可視為只存在噪聲分量，計(jì)算得到噪聲功率Pn，信噪比估計(jì)值為

5) 基于散射函數(shù)的信道參數(shù)估計(jì)方法

散射函數(shù)中能量的分布與信道多徑效應(yīng)、多普勒效應(yīng)都密切相關(guān)[20]。

基于散射函數(shù)的信道參數(shù)估計(jì)流程如圖10 所示。首先，將接收機(jī)接收到的信號(hào)序列與本地保存的已知信號(hào)序列副本進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算。利用相關(guān)函數(shù)完成信道沖激響應(yīng)的估計(jì)。再對(duì)得到的信道沖激響應(yīng)矩陣進(jìn)行自相關(guān)運(yùn)算，并對(duì)得到的自相關(guān)函數(shù)進(jìn)行快速傅里葉變換即可得到信道的散射函數(shù)，進(jìn)而求得所需要的信道參數(shù)信息。

圖10 基于散射函數(shù)的信道參數(shù)估計(jì)流程

散射函數(shù)可以表示能量在時(shí)延軸和頻率軸上的散布，其實(shí)質(zhì)是一個(gè)二維的功率譜密度函數(shù)。它與多徑時(shí)延、多普勒頻率偏移和多普勒擴(kuò)展有關(guān)，是一種展示信號(hào)能量分布的圖形化方法[20]。在傳播路徑為2 條、路徑相對(duì)時(shí)延為2 ms、多普勒擴(kuò)展均為1 Hz、多普勒頻率偏移均為1 Hz 的短波信道條件下，對(duì)基于散射函數(shù)的信道參數(shù)估計(jì)方法進(jìn)行仿真分析，信道散射函數(shù)仿真如圖11 所示。

圖11 信道散射函數(shù)仿真

通過(guò)散射函數(shù)可得到功率時(shí)延譜以及多普勒功率譜。通過(guò)功率時(shí)延譜可得到信號(hào)傳播路徑數(shù)目、多徑時(shí)延、時(shí)延擴(kuò)展。通過(guò)多普勒功率譜可得到信道對(duì)各徑信號(hào)造成的多普勒頻率偏移與多普勒擴(kuò)展。

6) 數(shù)據(jù)信息的解調(diào)譯碼

LFM-BOK 調(diào)制利用LFM 信號(hào)的掃頻特性，對(duì)上、下調(diào)頻LFM 信號(hào)進(jìn)行信息攜帶處理，達(dá)到信號(hào)調(diào)制的目的。使用上調(diào)頻LFM 信號(hào)表示“1”，使用下調(diào)頻LFM 信號(hào)表示“0”。

在當(dāng)前子信道信號(hào)同步捕獲之后，采用圖9 所示的匹配濾波解調(diào)法對(duì)數(shù)據(jù)信息進(jìn)行解調(diào)譯碼。以上調(diào)頻LFM 信號(hào)為例，當(dāng)信號(hào)經(jīng)過(guò)相應(yīng)的上調(diào)頻匹配濾波器時(shí)，輸出得到一個(gè)窄脈沖。而當(dāng)經(jīng)過(guò)下調(diào)頻匹配濾波器時(shí)，得到的是一個(gè)均勻分布的低幅度值[21]。再通過(guò)峰值位置的抽樣判決，比較兩支路判決就能恢復(fù)出信碼“1”。接收機(jī)匹配濾波解調(diào)如圖12 所示。

圖12 接收機(jī)匹配濾波解調(diào)

2.5 快速建鏈流程

主呼方通過(guò)長(zhǎng)期頻率預(yù)測(cè)集選出多個(gè)頻率點(diǎn)進(jìn)行信道探測(cè)，完成對(duì)所選頻率的雙向信道質(zhì)量評(píng)估。再根據(jù)雙向信道質(zhì)量評(píng)估結(jié)果組合建鏈頻率優(yōu)選集，選擇最合適的鏈路采用三次握手的方式進(jìn)行建鏈?？焖俳ㄦ溋鞒倘鐖D13 所示。

圖13 快速建鏈流程

圖13 中，主呼方發(fā)送建鏈PDU，并等待應(yīng)答。被呼方收到建鏈PDU 后，根據(jù)臺(tái)站狀態(tài)選擇是否發(fā)送握手PDU。若主呼方收到握手PDU，則發(fā)送確認(rèn)PDU，引導(dǎo)雙方完成通信鏈路的建立；否則，認(rèn)為建鏈?zhǔn)?。?dāng)本次建鏈?zhǔn)r(shí)，可從次建鏈信道上繼續(xù)發(fā)起建鏈。

在3G-ALE 同步建鏈模式下[22]，臺(tái)站在每個(gè)信道上掃描偵聽(tīng)的停留時(shí)間為5.4 s，并將這5.4 s 等分為6 個(gè)時(shí)隙，每個(gè)時(shí)隙的時(shí)間是900 ms。據(jù)實(shí)驗(yàn)和經(jīng)驗(yàn)表明，在10～600 s 范圍內(nèi)，電離層可認(rèn)為具備平穩(wěn)性。因此，總探測(cè)持續(xù)時(shí)間需要限制在600 s 內(nèi)，連續(xù)生成100 個(gè)通信探測(cè)一體化感知信號(hào)，其中每個(gè)信號(hào)之間無(wú)間隔，信號(hào)總長(zhǎng)度為22.2 s。其中，電臺(tái)切換收發(fā)狀態(tài)時(shí)間為50 ms，建鏈PDU、握手PDU以及確認(rèn)PDU 占用時(shí)間的均為222 ms。在當(dāng)前建鏈信道為可通信道時(shí)，建鏈所需時(shí)間為0.816 s。

3 實(shí)驗(yàn)與仿真

3.1 短波數(shù)字信道化接收機(jī)仿真分析

本文仿真中使用的短波信道參數(shù)參照中緯度惡劣短波信道建議參數(shù)，即傳播路徑為2 條。2 條路徑的相對(duì)時(shí)延為2 ms，多普勒擴(kuò)展均為1 Hz，多普勒頻率偏移均為1 Hz。本文所有仿真中使用的信號(hào)為2.3 節(jié)中設(shè)計(jì)的通信探測(cè)一體化信號(hào)。后文所有仿真將不再對(duì)所使用信號(hào)和短波信道參數(shù)進(jìn)行贅述。

首先對(duì)本文設(shè)計(jì)的短波數(shù)字信道化接收機(jī)進(jìn)行仿真驗(yàn)證，分別在中心頻率為14.532 MHz、14.556 MHz、14.868 MHz、14.892 MHz、14.916 MHz、14.940 MHz上生成6 個(gè)發(fā)送信號(hào)，其中心頻率對(duì)應(yīng)第一級(jí)信道化后的第16子信道，第二級(jí)信道化后的第481、482、495～498 子信道。在無(wú)噪聲的情況下，對(duì)仿真信號(hào)添加隨機(jī)時(shí)延，經(jīng)短波數(shù)字信道化接收機(jī)接收處理后的信號(hào)時(shí)頻如圖14 所示。

圖14 經(jīng)短波數(shù)字信道化接收機(jī)接收處理后的信號(hào)時(shí)頻

通過(guò)圖14 可以觀察到，經(jīng)短波數(shù)字信道化接收機(jī)接收處理后，在相應(yīng)的子信道上能夠準(zhǔn)確接收到通信探測(cè)一體化信號(hào)，驗(yàn)證了本文所設(shè)計(jì)的短波數(shù)字信道化接收機(jī)的正確性。

接下來(lái)，對(duì)快速建鏈系統(tǒng)的接收性能進(jìn)行仿真分析，4 種仿真情形如表1 所示。

表1 仿真情形

將已編碼的信息正確恢復(fù)為原信息的百分比稱為譯碼正確率。檢測(cè)捕獲目標(biāo)信號(hào)，并實(shí)現(xiàn)收發(fā)端的同步的比例稱為同步捕獲率。在低信噪比條件下，對(duì)4 種仿真情形的同步捕獲率和譯碼正確率進(jìn)行仿真，實(shí)驗(yàn)仿真時(shí)每個(gè)信噪比下進(jìn)行蒙特卡羅實(shí)驗(yàn)的次數(shù)為1 000 次，結(jié)果如圖15 所示。

圖15 低信噪比下的同步捕獲率和譯碼正確率

從圖15 中可以看出，當(dāng)信號(hào)經(jīng)過(guò)加性白高斯噪聲（AWGN）信道時(shí)，使用短波數(shù)字信道化接收機(jī)可以大大提升在低信噪比下的同步捕獲概率和譯碼正確率。當(dāng)信號(hào)經(jīng)過(guò)短波信道時(shí)，雖然其接收性能有所下降，但使用短波數(shù)字信道化接收機(jī)依然可以提升接收性能。信道化結(jié)構(gòu)能夠有效抑制子信道帶寬外的噪聲并提升信號(hào)的信噪比，且本文使用的多級(jí)信道化相比單級(jí)信道化能適應(yīng)更低的信噪比。

在仿真情形1 條件下，觀察在信噪比為-12 dB時(shí)每個(gè)子信道接收數(shù)據(jù)信息的誤碼率，如圖16 所示。

從圖16 中可以看出，部分子信道的誤碼率要明顯高于其他子信道。這是由于數(shù)字下變頻和第一級(jí)信道化劃分過(guò)程中使用的原型低通濾波器并不是理想的，其存在的過(guò)渡帶會(huì)造成這些子信道的信號(hào)發(fā)生衰減，從而影響這些子信道在低信噪比情況下的接收性能。按照上述信道化濾波器結(jié)構(gòu)帶來(lái)的影響，將子信道劃分為3 個(gè)區(qū)域，如表2 所示。

圖16 信噪比為-12 dB 時(shí)每個(gè)子信道與誤碼率的關(guān)系

表2 子信道劃分

在仿真情形1 條件下，按照表2 所示的子信道劃分方式將3 個(gè)區(qū)域的誤碼率進(jìn)一步融合，觀察不同區(qū)域子信道誤碼率隨信噪比的變化關(guān)系，如圖17 所示。

圖17 不同區(qū)域子信道誤碼率與信噪比的變化關(guān)系

從圖17 中可以看出，在10-3級(jí)誤碼率時(shí)，處于區(qū)域C 的子信道較區(qū)域A 和區(qū)域B 信噪比改善分別約2.2 dB 和0.3 dB。處于區(qū)域C 的子信道在接收性能上要優(yōu)于其他2 個(gè)區(qū)域的子信道，其中處于區(qū)域A的子信道接收性能最差。當(dāng)信噪比小于-9 dB 時(shí)，優(yōu)先選擇區(qū)域C 的子信道作為接收子信道。當(dāng)信噪比大于-7 dB 時(shí)，3 個(gè)區(qū)域的誤碼率都到了可以接受的量級(jí)，都可以作為接收子信道。

3G 短波技術(shù)項(xiàng)目的目標(biāo)是創(chuàng)造出一種技術(shù)，它能在更低的信噪比下更快地建鏈，更有效地使用頻譜以使其支持更多的臺(tái)站和更重的流量負(fù)荷，鏈路建立和通信流量使用類似的調(diào)制解調(diào)器波形，并能有效地支持互聯(lián)網(wǎng)應(yīng)用。從定量上看，與2G-ALE 技術(shù)相比，3G-ALE 技術(shù)在3 個(gè)方面上獲得數(shù)量級(jí)的改進(jìn)：建立一個(gè)鏈路所需的信噪比降低10 dB，在一個(gè)網(wǎng)絡(luò)中容納的臺(tái)站數(shù)量是2G-ALE 網(wǎng)絡(luò)的10 倍，并且在網(wǎng)絡(luò)頻譜分配相同時(shí)數(shù)據(jù)通信的吞吐量提高10 倍。

按照2.5 節(jié)設(shè)計(jì)的快速建鏈流程，對(duì)快速建鏈方案的建鏈成功率與信噪比的關(guān)系進(jìn)行仿真分析。當(dāng)主、被呼雙方在建鏈流程中接收到的PDU 信號(hào)都正確時(shí)，代表本次建鏈成功。選取處于區(qū)域C 的第496 子信道作為建鏈信道，分別在AWGN 信道和短波信道下，對(duì)建鏈系統(tǒng)的建鏈成功率進(jìn)行仿真測(cè)試。統(tǒng)計(jì)本文快速建鏈方案建鏈成功率的仿真結(jié)果，并與3G-ALE指標(biāo)要求和文獻(xiàn)[4]方案進(jìn)行比較，仿真結(jié)果如圖18 所示。

從圖18 中可以看出，在AWGN 信道和短波信道下，本文快速建鏈方案的建鏈成功率均達(dá)到了3G-ALE 給出的指標(biāo)要求，且相較于文獻(xiàn)[4]方案，本文方案改善明顯。在AWGN 信道下，信噪比為-10 dB時(shí)即可保證90%的建鏈成功率。在短波信道下，信噪比為-3 dB 時(shí)即可保證80%的建鏈成功率。

圖18 建鏈成功率與信噪比的關(guān)系

3.2 信道參數(shù)估計(jì)性能仿真分析

3.1節(jié)中已經(jīng)對(duì)建鏈系統(tǒng)的同步捕獲性能做出了仿真分析，且多徑時(shí)延估計(jì)精度在可接受范圍內(nèi)，所以不再對(duì)多徑時(shí)延估計(jì)方法進(jìn)行性能仿真分析。

在短波數(shù)字信道化接收機(jī)接收條件下，對(duì)子信道分布與估計(jì)誤差之間的關(guān)系進(jìn)行實(shí)驗(yàn)仿真。在單徑、無(wú)衰落、無(wú)噪聲、頻偏值設(shè)定為5 Hz 的條件下，將發(fā)送信號(hào)經(jīng)短波數(shù)字信道化接收機(jī)接收并進(jìn)行頻偏估計(jì)。其中，頻偏估計(jì)步進(jìn)值fα設(shè)定為0.1 Hz。圖19 為320～704 子信道的頻偏估計(jì)絕對(duì)誤差仿真。

圖19 子信道頻偏估計(jì)絕對(duì)誤差

在481～544 子信道對(duì)應(yīng)的中心頻率點(diǎn)上同時(shí)生成發(fā)送信號(hào)，信號(hào)經(jīng)過(guò)短波信道后，使用短波數(shù)字信道化接收機(jī)接收并進(jìn)行信噪比估計(jì)。圖20 為481～544 子信道信噪比估計(jì)誤差。

圖20 481～544 子信道信噪比估計(jì)誤差

從圖20 中可以看出，區(qū)域C 子信道的頻偏估計(jì)絕對(duì)誤差為0.222 Hz，這是估計(jì)方法的固定誤差，可消除。位于區(qū)域B 子信道的頻偏估計(jì)絕對(duì)誤差大于位于區(qū)域C 的正常子信道。位于區(qū)域B 的481、512、513、544 子信道的信噪比估計(jì)值小于位于區(qū)域C 的正常子信道。從圖19 和圖20 可以看出，第一級(jí)信道化濾波器存在的過(guò)渡帶會(huì)影響區(qū)域B子信道的信道參數(shù)估計(jì)方法精度。同理，區(qū)域A 子信道的信道參數(shù)估計(jì)方法精度也會(huì)受到影響。

通過(guò)上述分析，為了較準(zhǔn)確地對(duì)信道參數(shù)估計(jì)方法有效性進(jìn)行仿真驗(yàn)證，選取位于區(qū)域C 的第496 子信道作為仿真子信道。

在單徑、無(wú)衰落、不同信噪比條件下，發(fā)送機(jī)選擇在區(qū)域C 的第496 子信道中心頻率點(diǎn)上生成發(fā)送信號(hào)，使用短波數(shù)字信道化接收機(jī)進(jìn)行接收處理，最后利用同步前導(dǎo)信號(hào)進(jìn)行頻偏估計(jì)。其中，頻偏值分別設(shè)定為5 Hz 和15 Hz，頻偏估計(jì)步進(jìn)值fα設(shè)定為0.1 Hz，每個(gè)信噪比進(jìn)行蒙特卡羅實(shí)驗(yàn)的次數(shù)為1 000 次，得到不同信噪比下的頻偏估計(jì)結(jié)果，如圖21 所示。

從圖21 中可以看出，在±0.5 Hz 以內(nèi)，隨著信噪比的減小，頻偏估計(jì)誤差范圍有所增大。在低信噪比條件下，頻偏估計(jì)誤差保持在±1.5 Hz，50%的估計(jì)誤差可以大約保持在±1 Hz，也可以有很好的估計(jì)精度。

圖21 不同信噪比下的頻偏估計(jì)結(jié)果

本節(jié)分別在AWGN 信道和短波信道條件下利用同步前導(dǎo)信號(hào)進(jìn)行信噪比估計(jì)。信噪比估計(jì)實(shí)驗(yàn)仿真分為以下4 種仿真情形，如表3 所示。

表3 信噪比估計(jì)實(shí)驗(yàn)仿真情形

短波信道條件下，接收機(jī)不對(duì)接收信號(hào)存在的頻偏進(jìn)行糾正，直接根據(jù)多徑時(shí)延差進(jìn)行信噪比估計(jì)。每個(gè)信噪比進(jìn)行蒙特卡羅實(shí)驗(yàn)的次數(shù)為1 000 次，信噪比估計(jì)結(jié)果如圖22 所示。

圖22 信噪比估計(jì)結(jié)果

從圖22 中可以看出，仿真情形3 和仿真情形4的估計(jì)結(jié)果較精確，在不使用短波數(shù)字信道化接收機(jī)進(jìn)行接收處理的情況下，信號(hào)無(wú)論是經(jīng)過(guò)AWGN信道還是短波信道都有良好的估計(jì)精度。本文信噪比估計(jì)實(shí)驗(yàn)仿真未將接收信號(hào)的頻偏進(jìn)行糾正，在仿真情形4 的仿真條件下，接收信號(hào)的多普勒頻率偏移值為1 Hz，信噪比估計(jì)方法也能保持良好的估計(jì)精度。仿真情形1 和仿真情形2 的估計(jì)結(jié)果要高于真實(shí)值，這是因?yàn)樾诺阑Y(jié)構(gòu)能夠通過(guò)有效抑制子信道帶寬外的噪聲來(lái)提升信號(hào)的信噪比。

對(duì)于信道化結(jié)構(gòu)存在的信噪比增益和過(guò)渡帶問(wèn)題，可以根據(jù)子信道分布與估計(jì)誤差的關(guān)系，通過(guò)全網(wǎng)設(shè)備進(jìn)行預(yù)先約定，選取合適的子信道從而避開(kāi)過(guò)渡帶問(wèn)題。

3.3 實(shí)測(cè)驗(yàn)證

為驗(yàn)證本文設(shè)計(jì)的快速建鏈方案在實(shí)際短波信道環(huán)境中的可行性，依托實(shí)驗(yàn)室現(xiàn)有測(cè)試場(chǎng)地，利用重慶郵電大學(xué)臺(tái)站和綦江臺(tái)站對(duì)快速建鏈方案進(jìn)行實(shí)測(cè)。本文實(shí)測(cè)采用的設(shè)備主要分為數(shù)字處理后端和射頻前端2 個(gè)部分。數(shù)字處理后端由短波數(shù)字信道化接收機(jī)、短波發(fā)射機(jī)和上位機(jī)控制端組成。射頻前端包括短波天線和短波功率放大器。其中，綦江臺(tái)站位于山地，重郵臺(tái)站位于城市區(qū)域，兩地之間直線距離約為100 km，地形條件以低山、丘陵為主。重郵臺(tái)站使用的是短波三線式倒V 天線，綦江臺(tái)站使用的是短波多模多饋天線。

重慶郵電大學(xué)臺(tái)站為主呼方，綦江臺(tái)站為被呼方，兩臺(tái)站的發(fā)射功率都設(shè)定為中功率（150 W）。測(cè)試時(shí)間從2022 年4 月12 日0:00 到2022 年4 月12 日23:59，進(jìn)行24 h 連續(xù)建鏈測(cè)試。歷史通信數(shù)據(jù)和長(zhǎng)期頻率預(yù)測(cè)，選出的多個(gè)頻率點(diǎn)作為歷史頻率集。主呼方根據(jù)歷史頻率集與信道質(zhì)量評(píng)估結(jié)果組合建鏈頻率優(yōu)選集，每小時(shí)在建鏈頻率優(yōu)選集中選擇3 個(gè)頻率作為建鏈通信頻點(diǎn)。

每小時(shí)主呼方與被呼方依次在每個(gè)頻率上進(jìn)行10 次建鏈，總計(jì)進(jìn)行30 次建鏈。重郵—綦江24 h建鏈結(jié)果如圖23 所示。

雙向鏈路誤碼率是指重郵站a 給綦江站b 發(fā)送，綦江站收到數(shù)據(jù)的誤碼率；綦江站b 給重郵站a 發(fā)送，重郵站收到數(shù)據(jù)的誤碼率。從圖23 中可知，在04:00—08:59、17:00—20:59 這2 個(gè)時(shí)間段內(nèi)，建鏈成功率低于80%，誤碼率呈上下波動(dòng)變化，這些時(shí)段正好處于晝夜交替和日出日落的時(shí)段，此時(shí)電離層擾動(dòng)較大，會(huì)引起通信質(zhì)量的下降。在11:00—15:59 這個(gè)時(shí)間段內(nèi)，建鏈成功率可以保持在90%以上，這是因?yàn)檫@個(gè)時(shí)段內(nèi)太陽(yáng)輻射最強(qiáng)，電離層的電子密度達(dá)到一天中最大值，最高可用頻率也達(dá)到最高值，所以可以保持較高的建鏈成功率和較低的誤碼率。除了這些時(shí)段之外，其他時(shí)段內(nèi)的建鏈成功率也可以保持在80%以上。

圖23 重郵—綦江24 h 建鏈結(jié)果

對(duì)建鏈過(guò)程中的雙向鏈路信道參數(shù)估計(jì)結(jié)果進(jìn)行統(tǒng)計(jì)，信道質(zhì)量評(píng)估數(shù)據(jù)包括雙向鏈路的傳播路徑數(shù)目、多普勒頻率偏移和多普勒擴(kuò)展，分別如圖24～圖26 所示。

圖24 平均傳播路徑數(shù)目和平均多徑時(shí)延統(tǒng)計(jì)結(jié)果

圖25 多普勒頻率偏移統(tǒng)計(jì)結(jié)果

圖26 多普勒擴(kuò)展統(tǒng)計(jì)結(jié)果

從圖24 中可以看出，雙向鏈路的平均傳播路徑數(shù)目統(tǒng)計(jì)結(jié)果均分布在1.47～2 000，中值也基本一致，位于1.70 附近。重郵—綦江鏈路的平均多徑時(shí)延統(tǒng)計(jì)結(jié)果分布在0.847 7～2.311 5 ms，中值為1.692 9 ms，綦江—重郵鏈路的平均多徑時(shí)延統(tǒng)計(jì)結(jié)果分布在0.967 5～2.079 0ms，中值為1.661 5 ms。在05:00—07:59、17:00—18:59 和20:00—20:59 這幾個(gè)時(shí)間段內(nèi)，平均傳播路徑數(shù)目有明顯的突變，存在明顯的日變化規(guī)律，與建鏈結(jié)果的變化過(guò)程具有較高的一致性，軌跡基本重合。雙向鏈路的平均多徑時(shí)延變化較平穩(wěn)，不存在明顯的日變化規(guī)律。

從圖25 中可以看出，雙向鏈路的多普勒頻率偏移均分布在-2.137 8～-0.95 Hz，中值也基本一致，位于-1.5 Hz 附近。在日出時(shí)段，多普勒頻率偏移值有較大的突變，多普勒頻率偏移值從05:00—05:59時(shí)段的-1.5 Hz降低至06:00—06:59 時(shí)段的-1.9 Hz。同時(shí)，在日落時(shí)段也有明顯的突變。多普勒頻率偏移的日變化特性與建鏈結(jié)果的變化特性基本一致，在中午時(shí)段變化較平緩，在日出日落時(shí)段存在著較劇烈的變化。

從圖26 中可以看出，雙向鏈路的多普勒擴(kuò)展均分布在0.187 7 Hz～0.261 1 Hz，中值也基本一致，位于0.22 Hz 附近。在24 h 時(shí)段內(nèi)，多普勒擴(kuò)展的變化平穩(wěn)，不存在明顯的日變化規(guī)律。

將本文設(shè)計(jì)的LFM 波形與FT8、FT4 以及OFDM 波形的性能進(jìn)行對(duì)比。在通信性能方面，無(wú)論在AWGN 信道還是在ITU-R HF（MQ）中，本文設(shè)計(jì)的LFM 波形性能處于FT4 波形與OFDM 波形之間，其中FT8 波形性能最好，OFDM 性能最差。在傳輸速率方面，在2 種信道中，本文設(shè)計(jì)波形傳輸速率與FT8、FT4 波形相比明顯加快，和OFDM相比速率稍微減慢。在快速建鏈的過(guò)程中對(duì)傳輸速率有要求是必要的，代價(jià)是通信性能降低，但仍然能夠在實(shí)際短波信道環(huán)境傳輸。

綜上可得，在實(shí)際短波通信環(huán)境測(cè)試中，在當(dāng)前頻點(diǎn)發(fā)送信號(hào)，接收機(jī)會(huì)同時(shí)在相鄰幾個(gè)頻點(diǎn)內(nèi)捕獲多個(gè)信號(hào)。這種相鄰子信道產(chǎn)生干擾信號(hào)的現(xiàn)象會(huì)造成當(dāng)前建鏈請(qǐng)求的失敗，使實(shí)際測(cè)試中建鏈成功率偏低。信道參數(shù)估計(jì)方法實(shí)時(shí)估計(jì)表征信道質(zhì)量的各項(xiàng)參數(shù)數(shù)據(jù)，在復(fù)雜多變的短波通信環(huán)境中為建鏈信道的選擇提供合理可靠的決策支撐，提高系統(tǒng)的整體通信性能。

4 結(jié)束語(yǔ)

本文在傳統(tǒng)短波自動(dòng)鏈路建立技術(shù)基礎(chǔ)上，結(jié)合數(shù)字信道化技術(shù)和信道參數(shù)估計(jì)方法，提出了一種短波數(shù)字信道化通信探測(cè)一體化快速建鏈方法，該方法能有效提高建鏈時(shí)效性、連通率和資源利用率。

針對(duì)傳統(tǒng)ALE 技術(shù)過(guò)度依賴長(zhǎng)期預(yù)測(cè)數(shù)據(jù)、通信探測(cè)分離和信道掃描時(shí)間過(guò)長(zhǎng)等問(wèn)題，本文以3G-ALE 相關(guān)技術(shù)為原型，對(duì)快速建鏈方案進(jìn)行了改進(jìn)和優(yōu)化。充分利用短波數(shù)字信道化接收機(jī)的寬窗口并行接收能力，解決傳統(tǒng)建鏈系統(tǒng)信道掃描帶來(lái)的時(shí)效性不高的問(wèn)題。為解決波形切換帶來(lái)的時(shí)間冗余，本文設(shè)計(jì)了一種基于LFM 信號(hào)的通信探測(cè)一體化感知波形，實(shí)現(xiàn)在探測(cè)信道質(zhì)量的同時(shí)對(duì)通信鏈路進(jìn)行維護(hù)。針對(duì)傳統(tǒng)ALE 技術(shù)中探通分離的缺點(diǎn)，本文采用了探測(cè)即建鏈的建鏈方案，保證持續(xù)可靠通信的同時(shí)，降低建鏈時(shí)間開(kāi)銷。針對(duì)多普勒頻率偏移估計(jì)方法和信噪比估計(jì)方法存在的不足，本文提出了改進(jìn)方案，并給出了一種基于散射函數(shù)的信道參數(shù)估計(jì)方法。

最后對(duì)建鏈系統(tǒng)性能進(jìn)行了仿真分析，分析了信道化結(jié)構(gòu)對(duì)接收性能的影響，并將本文快速建鏈方案的建鏈成功率與其他建鏈方案進(jìn)行了比較。測(cè)試表明，本文快速建鏈方案在建鏈過(guò)程中計(jì)算量偏高，但計(jì)算并行度高，同時(shí)具備硬件加速；在實(shí)際應(yīng)用中計(jì)算量在可接受范圍內(nèi)。如果分別對(duì)比探測(cè)的性能或者通信的性能，本文設(shè)計(jì)方案性能并不是最優(yōu)。但本文方案基于通信探測(cè)一體化的感知波形可以最大限度地提高系統(tǒng)的集成度。仿真結(jié)果表明，信道化結(jié)構(gòu)能夠增強(qiáng)建鏈系統(tǒng)的接收性能，本文設(shè)計(jì)的快速建鏈方案在建鏈成功率上優(yōu)于傳統(tǒng)建鏈系統(tǒng)。信道化結(jié)構(gòu)對(duì)參數(shù)估計(jì)方法精度有一定的影響，但可以修正消除。通過(guò)與信道參數(shù)設(shè)定值相比，信道參數(shù)估計(jì)方法有較高的估計(jì)精度。最后通過(guò)現(xiàn)有測(cè)試臺(tái)站，進(jìn)行了重郵—綦江的實(shí)際快速建鏈方案測(cè)試，驗(yàn)證了該方法在真實(shí)信道環(huán)境的適用性。