一種基于電機(jī)驅(qū)動(dòng)重構(gòu)的電池包加熱集成拓?fù)?/h1>
2023-02-13 07:09:10王心堅(jiān)黃冉軍
微特電機(jī) 2023年1期
劉 穎，王心堅(jiān)，黃冉軍
(同濟(jì)大學(xué) 汽車(chē)學(xué)院，上海 201804)
0 引 言
鋰離子電池在低溫下內(nèi)電阻增加，可用容量降低，對(duì)續(xù)駛里程及電池使用壽命影響明顯，為擴(kuò)大應(yīng)用范圍，車(chē)輛需要給電池預(yù)熱[1]。目前對(duì)于動(dòng)力電池低溫環(huán)境下的預(yù)熱研究主要圍繞外部預(yù)熱方式和內(nèi)部預(yù)熱方式[2]。外部加熱方式利用傳熱學(xué)中各種熱量傳遞方式對(duì)電池進(jìn)行加熱，效率相對(duì)較低。內(nèi)部加熱方式利用交變電流通過(guò)電池自身電阻直接對(duì)電池內(nèi)部進(jìn)行加熱，不受電池箱尺寸、空間以及安裝方式限制，加熱均勻，效率更高[3]。
然而，內(nèi)部加熱方式需要在系統(tǒng)中提供儲(chǔ)能設(shè)備和相應(yīng)的控制電路以實(shí)現(xiàn)電池充放電時(shí)的能量交換，目前的內(nèi)部加熱方案還存在充放電能力不足、實(shí)際中只能維持小倍率充放電、系統(tǒng)改造大、成本高等問(wèn)題[4]。本文提出一種新的電機(jī)驅(qū)動(dòng)與電池包加熱一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，該結(jié)構(gòu)成本低、對(duì)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)改造小，有利于內(nèi)部加熱方案的車(chē)載實(shí)現(xiàn)。針對(duì)該結(jié)構(gòu)，本文進(jìn)行電池包和儲(chǔ)能電容間的電能變換(以下簡(jiǎn)稱電電能量變換)機(jī)理分析，構(gòu)建零序電流控制策略，并搭建仿真電路，以驗(yàn)證方案的可行性。
1 一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及其工作原理
1.1 一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
如圖1所示，拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)由動(dòng)力電池包、直流鏈路電容C2、三相逆變器、分時(shí)復(fù)用的永磁同步電機(jī)、儲(chǔ)能電容C1和控制模塊組成。駐車(chē)加熱模式下，繼電器SW1閉合，三相繞組形成三相四線制連接，中性點(diǎn)電端口通過(guò)儲(chǔ)能電容C1與動(dòng)力電池形成零序通路，實(shí)現(xiàn)電電能量轉(zhuǎn)換。圖1的零序電感為等效電感。行車(chē)驅(qū)動(dòng)模式下，SW1斷開(kāi)，三相繞組形成Y形接法，實(shí)現(xiàn)機(jī)電能量轉(zhuǎn)換。
圖1 一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
C1作為外部?jī)?chǔ)能設(shè)備與電池進(jìn)行能量交換。直流鏈路電容C2起到濾波作用，兼具一定的儲(chǔ)能能力。當(dāng)電能從動(dòng)力電池包流向C1時(shí)，電路可以等效為BUCK降壓電路，逆變器下橋臂關(guān)斷，上橋臂受PWM控制，如圖2(a)所示；當(dāng)電能從C1流向動(dòng)力電池包時(shí)，電路可以等效為BOOST升壓電路，逆變器上橋臂關(guān)斷，下橋臂受PWM控制，如圖2(b)所示。
圖2 等效電路
1.2 工作原理
一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，駐車(chē)加熱時(shí)電機(jī)靜止，電機(jī)三相電流同相相等，即相電流均流：
ia=ib=ic
(1)
對(duì)于三相交流信號(hào)，根據(jù)對(duì)稱分量法可以分解為正序、逆序和零序分量：
(2)
(3)
(4)
(5)
式中：α為旋轉(zhuǎn)因子，α=ej120°，上標(biāo)+代表正序分量，上標(biāo)-代表逆序分量，上標(biāo)0代表零序分量，其中正序分量、逆序分量各自的三相代數(shù)和均為0，而三相零序分量相等。
將式(1)代入上式，此時(shí)三相電流只包含零序分量：
(6)
通過(guò)中性線流向儲(chǔ)能電容的電流：
iN=ia+ib+ic=3i0
(7)
磁能Wm計(jì)算公式：
(8)
式中：WPM為永磁磁能；Labc(θ)為三相電感矩陣；θ為電角度。忽略齒槽作用，永磁磁能WPM為恒定值。由式(6)、式(8)可得：
(9)
式中：Laa(θ)、Lbb(θ)、Lcc(θ)為三相定子繞組的自感；Mab(θ)、Mac(θ)、Mba(θ)、Mbc(θ)、Mca(θ)、Mcb(θ)為三相定子繞組之間的互感。駐車(chē)加熱時(shí)電機(jī)保持靜止，θ為常量，此時(shí)磁能是關(guān)于零序電流的函數(shù)，零序電流變化引起零序磁場(chǎng)的磁能變化，電流增加時(shí)零序磁場(chǎng)儲(chǔ)存能量，電流減小時(shí)零序磁場(chǎng)釋放能量，實(shí)現(xiàn)電能變換。
ABC坐標(biāo)系到dq0坐標(biāo)系的變換矩陣如下：
C3S→3R=
(10)
電機(jī)電磁轉(zhuǎn)矩方程：
(11)
式中：p為電機(jī)極對(duì)數(shù)；ψf為永磁磁鏈幅值；Ld、Lq分別為直、交軸電感。
2 電電能量變換控制策略
電電能量變換控制框架圖如圖3所示，從圖1電路中獲取儲(chǔ)能電容C1兩端的電壓Vcap、流經(jīng)儲(chǔ)能電容的零序電流I0、電池包電流Ibat，設(shè)定充放電需求電流Iset和儲(chǔ)能電容預(yù)充電壓Vinit作為輸入。PWM控制信號(hào)由直流分量調(diào)制度mDC和交流分量調(diào)制度mAC疊加得到。首先對(duì)C1進(jìn)行預(yù)充，此時(shí)僅存在mDC，預(yù)充完成后mAC開(kāi)始加入作用。
圖3 電電能量變換控制框架圖
為了將直流量和交流量分開(kāi)控制，采用陷波濾波器濾除I0和Vcap中的交流分量，得到直流反饋信號(hào)，通過(guò)PI調(diào)節(jié)器控制mDC的生成；交流反饋信號(hào)直接取自電池側(cè)交流電流Ibat，由于死區(qū)的影響，將交流量分為基波和諧波分量[5]，通過(guò)多個(gè)并聯(lián)的準(zhǔn)諧振控制器分別產(chǎn)生各階mAC。
2.1 LC串聯(lián)諧振
目標(biāo)充放電電流Iset可以表示：
Iset(t)=Asin(ωt)
(12)
式中：A是電流幅值；ω是電流角頻率。
為了與電池側(cè)進(jìn)行高效的能量交換，調(diào)節(jié)儲(chǔ)能電容值和電機(jī)零序電感值，使其形成串聯(lián)諧振，諧振頻率為ω，此時(shí)LC串聯(lián)電路的阻抗最小[6]。拉高儲(chǔ)能電容兩端電壓的直流分量可以獲得更大的能量交換，但過(guò)高會(huì)造成電機(jī)與逆變器功率器件橋臂連接點(diǎn)處電壓高于電池側(cè)直流母線電壓，因此需要根據(jù)電池特性合理選擇電容預(yù)充電壓。
2.2 基于內(nèi)模原理的PR控制
內(nèi)模原理表明，對(duì)于一個(gè)反饋控制系統(tǒng)，若其前向通道中包含輸入信號(hào)和擾動(dòng)信號(hào)動(dòng)力學(xué)特性的數(shù)學(xué)模型，則此反饋控制系統(tǒng)將具有無(wú)差跟蹤指令信號(hào)和抗擾運(yùn)行的能力[7]。PR(Proportional Resonance)控制器由比例環(huán)節(jié)和諧振環(huán)節(jié)構(gòu)成，理想的PR控制器傳遞函數(shù)表達(dá)式：
(13)
式中：Kp、KR分別為比例系數(shù)和諧振系數(shù)；ω0為諧振角頻率。正弦信號(hào)的拉氏變換表達(dá)式：
(14)
式(13)、式(14)的分母多項(xiàng)式相同，根據(jù)內(nèi)模原理，PR控制可用于實(shí)現(xiàn)對(duì)需求充放電電流的無(wú)靜差跟隨。
在實(shí)際應(yīng)用中，理想的PR控制受數(shù)字電路精度和模擬電路元器件參數(shù)精度的限制不易實(shí)現(xiàn)，并且?guī)捿^窄，只對(duì)單一的頻率起作用。因此，在控制電路中使用準(zhǔn)諧振(Quasi Proportional Resonance)控制，既能保持PR控制器高增益的優(yōu)點(diǎn)，而且可以擴(kuò)大帶寬以減少頻率偏移的影響，傳遞函數(shù)表達(dá)式：
(15)
式中：ωc是截止頻率。
3 仿真結(jié)果
電電能量變換仿真電路以25 kHz的三角波作為正弦脈寬調(diào)制的載波，由于充放電拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)本質(zhì)為三相并聯(lián)Buck/Boost，采用交錯(cuò)并聯(lián)控制策略可以改善電路工作特性，減小電流高頻紋波，因此三角載波每相相差120°。
在仿真中，使用5個(gè)并行準(zhǔn)諧振控制器分別控制五階交流分量。電路參數(shù)如表1所示，圖4為此組參數(shù)下設(shè)定目標(biāo)電流Iset及電池包電流Ibat隨時(shí)間變化曲線，圖5為電池包兩端電壓Vbat及儲(chǔ)能電容兩端電壓Vcap隨時(shí)間變化曲線?？梢?jiàn)，電容預(yù)充完成后電池包電流在幾個(gè)周期內(nèi)迅速跟蹤上設(shè)定電流，反映了本方案的可行性。
表1 仿真電路參數(shù)
圖4 目標(biāo)電流與電池包電流
圖5 電池包兩端電壓與儲(chǔ)能電容兩端電壓
4 結(jié) 語(yǔ)
針對(duì)車(chē)載電池包加熱方式存在的充放電能力不足、實(shí)際只能維持小倍率充放電、系統(tǒng)改造大、成本高等問(wèn)題，本文提出一種新型電機(jī)驅(qū)動(dòng)與電池包加熱一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)避免了額外的硬件并具有高功率，經(jīng)過(guò)機(jī)理分析和仿真計(jì)算，該一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)能有效對(duì)電池進(jìn)行大功率充放電，以實(shí)現(xiàn)高效自加熱。
劉 穎，王心堅(jiān)，黃冉軍
(同濟(jì)大學(xué) 汽車(chē)學(xué)院，上海 201804)
0 引 言
鋰離子電池在低溫下內(nèi)電阻增加，可用容量降低，對(duì)續(xù)駛里程及電池使用壽命影響明顯，為擴(kuò)大應(yīng)用范圍，車(chē)輛需要給電池預(yù)熱[1]。目前對(duì)于動(dòng)力電池低溫環(huán)境下的預(yù)熱研究主要圍繞外部預(yù)熱方式和內(nèi)部預(yù)熱方式[2]。外部加熱方式利用傳熱學(xué)中各種熱量傳遞方式對(duì)電池進(jìn)行加熱，效率相對(duì)較低。內(nèi)部加熱方式利用交變電流通過(guò)電池自身電阻直接對(duì)電池內(nèi)部進(jìn)行加熱，不受電池箱尺寸、空間以及安裝方式限制，加熱均勻，效率更高[3]。
然而，內(nèi)部加熱方式需要在系統(tǒng)中提供儲(chǔ)能設(shè)備和相應(yīng)的控制電路以實(shí)現(xiàn)電池充放電時(shí)的能量交換，目前的內(nèi)部加熱方案還存在充放電能力不足、實(shí)際中只能維持小倍率充放電、系統(tǒng)改造大、成本高等問(wèn)題[4]。本文提出一種新的電機(jī)驅(qū)動(dòng)與電池包加熱一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，該結(jié)構(gòu)成本低、對(duì)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)改造小，有利于內(nèi)部加熱方案的車(chē)載實(shí)現(xiàn)。針對(duì)該結(jié)構(gòu)，本文進(jìn)行電池包和儲(chǔ)能電容間的電能變換(以下簡(jiǎn)稱電電能量變換)機(jī)理分析，構(gòu)建零序電流控制策略，并搭建仿真電路，以驗(yàn)證方案的可行性。
1 一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及其工作原理
1.1 一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
如圖1所示，拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)由動(dòng)力電池包、直流鏈路電容C2、三相逆變器、分時(shí)復(fù)用的永磁同步電機(jī)、儲(chǔ)能電容C1和控制模塊組成。駐車(chē)加熱模式下，繼電器SW1閉合，三相繞組形成三相四線制連接，中性點(diǎn)電端口通過(guò)儲(chǔ)能電容C1與動(dòng)力電池形成零序通路，實(shí)現(xiàn)電電能量轉(zhuǎn)換。圖1的零序電感為等效電感。行車(chē)驅(qū)動(dòng)模式下，SW1斷開(kāi)，三相繞組形成Y形接法，實(shí)現(xiàn)機(jī)電能量轉(zhuǎn)換。
圖1 一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
C1作為外部?jī)?chǔ)能設(shè)備與電池進(jìn)行能量交換。直流鏈路電容C2起到濾波作用，兼具一定的儲(chǔ)能能力。當(dāng)電能從動(dòng)力電池包流向C1時(shí)，電路可以等效為BUCK降壓電路，逆變器下橋臂關(guān)斷，上橋臂受PWM控制，如圖2(a)所示；當(dāng)電能從C1流向動(dòng)力電池包時(shí)，電路可以等效為BOOST升壓電路，逆變器上橋臂關(guān)斷，下橋臂受PWM控制，如圖2(b)所示。
圖2 等效電路
1.2 工作原理
一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，駐車(chē)加熱時(shí)電機(jī)靜止，電機(jī)三相電流同相相等，即相電流均流：
ia=ib=ic
(1)
對(duì)于三相交流信號(hào)，根據(jù)對(duì)稱分量法可以分解為正序、逆序和零序分量：
(2)
(3)
(4)
(5)
式中：α為旋轉(zhuǎn)因子，α=ej120°，上標(biāo)+代表正序分量，上標(biāo)-代表逆序分量，上標(biāo)0代表零序分量，其中正序分量、逆序分量各自的三相代數(shù)和均為0，而三相零序分量相等。
將式(1)代入上式，此時(shí)三相電流只包含零序分量：
(6)
通過(guò)中性線流向儲(chǔ)能電容的電流：
iN=ia+ib+ic=3i0
(7)
磁能Wm計(jì)算公式：
(8)
式中：WPM為永磁磁能；Labc(θ)為三相電感矩陣；θ為電角度。忽略齒槽作用，永磁磁能WPM為恒定值。由式(6)、式(8)可得：
(9)
式中：Laa(θ)、Lbb(θ)、Lcc(θ)為三相定子繞組的自感；Mab(θ)、Mac(θ)、Mba(θ)、Mbc(θ)、Mca(θ)、Mcb(θ)為三相定子繞組之間的互感。駐車(chē)加熱時(shí)電機(jī)保持靜止，θ為常量，此時(shí)磁能是關(guān)于零序電流的函數(shù)，零序電流變化引起零序磁場(chǎng)的磁能變化，電流增加時(shí)零序磁場(chǎng)儲(chǔ)存能量，電流減小時(shí)零序磁場(chǎng)釋放能量，實(shí)現(xiàn)電能變換。
ABC坐標(biāo)系到dq0坐標(biāo)系的變換矩陣如下：
C3S→3R=
(10)
電機(jī)電磁轉(zhuǎn)矩方程：
(11)
式中：p為電機(jī)極對(duì)數(shù)；ψf為永磁磁鏈幅值；Ld、Lq分別為直、交軸電感。
2 電電能量變換控制策略
電電能量變換控制框架圖如圖3所示，從圖1電路中獲取儲(chǔ)能電容C1兩端的電壓Vcap、流經(jīng)儲(chǔ)能電容的零序電流I0、電池包電流Ibat，設(shè)定充放電需求電流Iset和儲(chǔ)能電容預(yù)充電壓Vinit作為輸入。PWM控制信號(hào)由直流分量調(diào)制度mDC和交流分量調(diào)制度mAC疊加得到。首先對(duì)C1進(jìn)行預(yù)充，此時(shí)僅存在mDC，預(yù)充完成后mAC開(kāi)始加入作用。
圖3 電電能量變換控制框架圖
為了將直流量和交流量分開(kāi)控制，采用陷波濾波器濾除I0和Vcap中的交流分量，得到直流反饋信號(hào)，通過(guò)PI調(diào)節(jié)器控制mDC的生成；交流反饋信號(hào)直接取自電池側(cè)交流電流Ibat，由于死區(qū)的影響，將交流量分為基波和諧波分量[5]，通過(guò)多個(gè)并聯(lián)的準(zhǔn)諧振控制器分別產(chǎn)生各階mAC。
2.1 LC串聯(lián)諧振
目標(biāo)充放電電流Iset可以表示：
Iset(t)=Asin(ωt)
(12)
式中：A是電流幅值；ω是電流角頻率。
為了與電池側(cè)進(jìn)行高效的能量交換，調(diào)節(jié)儲(chǔ)能電容值和電機(jī)零序電感值，使其形成串聯(lián)諧振，諧振頻率為ω，此時(shí)LC串聯(lián)電路的阻抗最小[6]。拉高儲(chǔ)能電容兩端電壓的直流分量可以獲得更大的能量交換，但過(guò)高會(huì)造成電機(jī)與逆變器功率器件橋臂連接點(diǎn)處電壓高于電池側(cè)直流母線電壓，因此需要根據(jù)電池特性合理選擇電容預(yù)充電壓。
2.2 基于內(nèi)模原理的PR控制
內(nèi)模原理表明，對(duì)于一個(gè)反饋控制系統(tǒng)，若其前向通道中包含輸入信號(hào)和擾動(dòng)信號(hào)動(dòng)力學(xué)特性的數(shù)學(xué)模型，則此反饋控制系統(tǒng)將具有無(wú)差跟蹤指令信號(hào)和抗擾運(yùn)行的能力[7]。PR(Proportional Resonance)控制器由比例環(huán)節(jié)和諧振環(huán)節(jié)構(gòu)成，理想的PR控制器傳遞函數(shù)表達(dá)式：
(13)
式中：Kp、KR分別為比例系數(shù)和諧振系數(shù)；ω0為諧振角頻率。正弦信號(hào)的拉氏變換表達(dá)式：
(14)
式(13)、式(14)的分母多項(xiàng)式相同，根據(jù)內(nèi)模原理，PR控制可用于實(shí)現(xiàn)對(duì)需求充放電電流的無(wú)靜差跟隨。
在實(shí)際應(yīng)用中，理想的PR控制受數(shù)字電路精度和模擬電路元器件參數(shù)精度的限制不易實(shí)現(xiàn)，并且?guī)捿^窄，只對(duì)單一的頻率起作用。因此，在控制電路中使用準(zhǔn)諧振(Quasi Proportional Resonance)控制，既能保持PR控制器高增益的優(yōu)點(diǎn)，而且可以擴(kuò)大帶寬以減少頻率偏移的影響，傳遞函數(shù)表達(dá)式：
(15)
式中：ωc是截止頻率。
3 仿真結(jié)果
電電能量變換仿真電路以25 kHz的三角波作為正弦脈寬調(diào)制的載波，由于充放電拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)本質(zhì)為三相并聯(lián)Buck/Boost，采用交錯(cuò)并聯(lián)控制策略可以改善電路工作特性，減小電流高頻紋波，因此三角載波每相相差120°。
在仿真中，使用5個(gè)并行準(zhǔn)諧振控制器分別控制五階交流分量。電路參數(shù)如表1所示，圖4為此組參數(shù)下設(shè)定目標(biāo)電流Iset及電池包電流Ibat隨時(shí)間變化曲線，圖5為電池包兩端電壓Vbat及儲(chǔ)能電容兩端電壓Vcap隨時(shí)間變化曲線?？梢?jiàn)，電容預(yù)充完成后電池包電流在幾個(gè)周期內(nèi)迅速跟蹤上設(shè)定電流，反映了本方案的可行性。
表1 仿真電路參數(shù)
圖4 目標(biāo)電流與電池包電流
圖5 電池包兩端電壓與儲(chǔ)能電容兩端電壓
4 結(jié) 語(yǔ)
針對(duì)車(chē)載電池包加熱方式存在的充放電能力不足、實(shí)際只能維持小倍率充放電、系統(tǒng)改造大、成本高等問(wèn)題，本文提出一種新型電機(jī)驅(qū)動(dòng)與電池包加熱一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)避免了額外的硬件并具有高功率，經(jīng)過(guò)機(jī)理分析和仿真計(jì)算，該一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)能有效對(duì)電池進(jìn)行大功率充放電，以實(shí)現(xiàn)高效自加熱。
