范立榮，盧志文

(廣東交通職業(yè)技術(shù)學(xué)院 汽車與工程機械學(xué)院， 廣州 510650)

0 引 言

當前能源和環(huán)境問題日益嚴重，世界各國都在尋找新能源替代本國傳統(tǒng)能源，我國也在積極尋求及開發(fā)新能源，包括太陽能、風(fēng)能、生物能等清潔可再生能源。隨著新能源產(chǎn)業(yè)的不斷升級，相應(yīng)的電氣控制裝置也需要改善及提升。變流器作為能源轉(zhuǎn)換的核心，決定了輸入電流諧波、輸出電能質(zhì)量和效率。傳統(tǒng)兩電平由于輸出電壓利用率較低、波形質(zhì)量較差，其應(yīng)用具有一定的限制性[1]。三電平NPC逆變器具有如下優(yōu)點[2-3]：電壓電流諧波含量低，濾波電感小。而在三電平NPC中T型NPC(以下簡稱TNPC)拓撲效率最高。

三電平技術(shù)自問世以來得到了較大的發(fā)展，目前三電平NPC電路已進入實用化階段。但逆變器的直接并聯(lián)必然會導(dǎo)致并聯(lián)模塊間的環(huán)流問題[4-5]。為使得并聯(lián)智能變流器系統(tǒng)運行平穩(wěn)，需確保中點電位平衡[6]，其電位的波動會將低次諧波引入到輸出電壓中，影響波形質(zhì)量[7]。文獻[8-9]提出了加入硬件電路的方法，雖然能夠解決環(huán)流問題，但是不適合多臺逆變器并聯(lián)的場合，降低了系統(tǒng)的靈活性，增加了系統(tǒng)的成本。

本文針對單臺智能變流器產(chǎn)生中點不平衡及負載突變造成的過流及網(wǎng)測THD過大等問題，提出一種新的控制算法，并運用MATLAB/Simulink對控制模塊進行了系統(tǒng)化仿真，仿真實驗結(jié)果表明了該控制算法的可用性及擴展性。

1 TNPC三電平單臺變流器控制算法

1.1 單臺TNPC變流器運行控制策略

采用基于下垂控制的“功率-電壓-電流”三環(huán)控制方法，實現(xiàn)TNPC三電平智能變流器的控制，可實現(xiàn)并網(wǎng)控制。系統(tǒng)整體控制框圖如圖1所示。

圖1 三相單臺TNPC變流器運行控制框圖及調(diào)制策略

圖1中，交流側(cè)采用理想三相電壓源EA、EB、EC，其線電壓有效值為380 V，濾波電感L=0.8 mH，濾波電容C1=16.6 μF、C2=0.47 μF，R=47 kΩ。i為電感側(cè)電流，u為采樣的電容C1電壓；通過DSP-AD采樣獲取并計算得到中點電位差ΔU，Vd、Vq分別為經(jīng)調(diào)制得到的直流d、q變換后的電壓；中點電壓采用差值-環(huán)流控制策略經(jīng)權(quán)重分配后進入PI調(diào)節(jié)器進行調(diào)節(jié)；環(huán)流通過PIR控制。根據(jù)P-f得到的基準電壓信號，利用電網(wǎng)三相電壓矢量UA、UB、UC及電流矢量iA、iB、iC進行Clarke、Park變換后旋轉(zhuǎn)直角坐標系下的電壓電流ud、uq、id、iq，進行電壓電流雙閉環(huán)調(diào)節(jié)控制，得到Vd、Vq，進而通過Park、Clarke逆變換后與中點電壓采用差值-環(huán)流控制策略經(jīng)權(quán)重分配后進入PI調(diào)節(jié)器進行矢量合成，再通過PD控制得到PWM中心驅(qū)動IGBT。

1.2 單臺TNPC智能變流器運行工作原理

單臺TNPC智能變流器不存在環(huán)流的影響，單臺變流器只需對中點電壓平衡進行控制。具體控制框圖如圖2所示。

圖2 單臺TNPC智能變流器中點電壓平衡控制

圖2為單臺TNPC智能變流器的中點平衡控制策略，將中點電壓乘上系數(shù)k1，之后通過比例調(diào)節(jié)得到新的電壓分量并與經(jīng)電壓電流雙閉環(huán)進行矢量相加，進行PD調(diào)制，從而產(chǎn)生PWM信號控制開關(guān)器件。

2 TNPC三電平逆變器控制算法

2.1 改進型P-f控制原理

三電平TNPC智能變流器采用P-f、Q-V下垂控制方式，其下垂曲線如圖3所示。

圖3 P-f下垂控制原理

圖3中，f*代表TNPC智能變流器空載時交流側(cè)電壓頻率，設(shè)定為50 Hz，P代表TNPC智能變流有功功率，m代表曲線的斜度。具體表達式如下：

f=f*-mP

(1)

(2)

式中：Δf代表實際變流器允許的頻率偏差范圍，仿真中取0.4%；Pmax為實際TNPC變流器的最大有功功率。在忽略交流側(cè)電阻損耗以及開關(guān)損耗下有如下的交、直流平衡式：

Pac=Pdc

(3)

同理，Q-V下垂控制的原理同P-f下垂控制類似，其下垂曲線如圖4所示。

圖4 Q-V下垂控制原理

圖4中，V*代表TNPC智能變流器空載時交流側(cè)電壓，設(shè)定為311 V，Q代表TNPC智能變流器實際無功功率，n代表曲線的下垂系數(shù)。具體的下垂控制表達式如下：

V=V*-nQ

(4)

(5)

式中：ΔV代表實際變流器允許的電壓率偏差范圍，仿真中取5%；Qmax為實際TNPC變流器的最大無功功率。

圖5為下垂控制的具體調(diào)節(jié)框圖。首先將采樣的網(wǎng)側(cè)電壓和電流經(jīng)過3/2變換后得到d、q軸分量，然后計算出系統(tǒng)的有功和無功功率，運用下垂公式得到交流側(cè)電壓的頻率和幅值，最后經(jīng)過積分得到后續(xù)所需要的鎖相環(huán)角度θ以及三相交流電壓UA、UB、UC。

圖5 下垂控制具體調(diào)節(jié)框圖

2.2 TNPC中點平衡控制

中點平衡控制框圖如圖6所示，具體方法：將Vd、Vq經(jīng)過Park、Clarke變換后得到的Ua_1、Ub_1、Uc_1與DSP采樣得到的ΔU經(jīng)離散化及母線電壓Udc以及環(huán)流Δi進行相應(yīng)比例及矢量疊加后，進行空間矢量調(diào)制最終輸出PWM波。

圖6 中點平衡控制模塊

2.3 電壓電流雙閉環(huán)調(diào)節(jié)

在TNPC智能變流器控制系統(tǒng)中，電壓外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)控制輸出相應(yīng)的有功和無功功率，電壓外環(huán)主要用于功率的調(diào)節(jié)，電流內(nèi)環(huán)主要用于提高變流器輸出動態(tài)響應(yīng)和電能質(zhì)量控制。

在三相坐標系中，TNPC變流器其d、q模型可以描述：

(6)

式中：ud、uq為濾波電容C2處電壓矢量udq的d、q分量；vd，vq為變流器輸入電壓矢量vdq的d、q分量；id，iq為變流器輸入電流矢量idq的d、q分量；p為微分算子。

(7)

電壓電流雙閉環(huán)d、q軸控制框圖如圖7和圖8所示。

圖7 電壓電流雙閉環(huán)d軸PI調(diào)節(jié)示意圖

圖8 電壓電流雙閉環(huán)q軸PI調(diào)節(jié)示意圖

通過對d、q軸電壓Vd、Vq及電流Id、Iq進行雙閉環(huán)控制，從而實現(xiàn)交流電頻率與電網(wǎng)頻率保持相同的正弦波。

3 TNPC三電平智能變流器仿真建模

為了驗證在離網(wǎng)工況下基于旋轉(zhuǎn)坐標系的“功率-電壓-電流”三環(huán)控制的三相TNPC變流器可行性，搭建模型主要包括單臺TNPC變流器在額定負載下的運行情況，并加入負載突變工況。圖9為單臺TNPC智能變流器模型的整體控制框圖。

圖9 單臺TNPC智能變流器仿真整體模型

圖9中，從左到右分別為直流側(cè)電壓模塊、濾波電路模塊、V-I為測量網(wǎng)側(cè)電流；下邊模塊為封裝模塊，內(nèi)部為下垂控制模塊、鎖相環(huán)模塊、abc-dq0模塊、電壓電流雙閉環(huán)模塊以及PD調(diào)制模塊。下面介紹各個核心控制模塊。

3.1 濾波電路

濾波電路如圖10所示。C1=16.6 μF、C2=0.47 μF，L為濾波電感，取值0.8 mH，R為47 kΩ。濾波模塊能防止輸入輸出之間相互干擾。

圖10 濾波電路模塊

3.2 TNPC拓撲模塊

圖11為TNPC拓撲模塊。IGBT均帶反并聯(lián)續(xù)流二極管，直流側(cè)接兩串三并電容并采集中點電壓的壓差，電容側(cè)串聯(lián)電阻為1 mΩ。

圖11 TNPC拓撲模塊

3.3 下垂控制模塊

圖12為TNPC智能變流器的下垂模塊。根據(jù)實際系統(tǒng)的有功功率，控制直流側(cè)電壓作為電壓環(huán)的輸入，系統(tǒng)的有功功率通過采集網(wǎng)側(cè)電壓和電流，經(jīng)過3/2變換后計算得到。m為下垂曲線的系數(shù)，665為直流側(cè)空載時的電壓。

圖12 下垂控制模塊

3.4 電壓電流雙閉環(huán)模塊

圖13為電壓、電流雙閉環(huán)經(jīng)過解耦后的d、q軸的控制模塊。下垂控制模塊的輸出作為電壓外環(huán)的輸入，電壓外環(huán)主要用來控制直流側(cè)電壓，電流內(nèi)環(huán)主要用于提高變流器輸出動態(tài)響應(yīng)和電能質(zhì)量控制。

圖13 電壓電流雙閉環(huán)d、q軸模塊

3.5 中點平衡控制模塊

中點平衡控制模塊如圖14所示。

圖14 中點平衡控制模塊

4 結(jié)果與分析

綜合上述分析，單臺TNPC逆變器仿真參數(shù)如表1所示。

表1 單臺TNPC逆變器仿真參數(shù)

4.1 穩(wěn)定運行仿真結(jié)果分析

給定額定功率為12.5 kW，直流側(cè)母線電壓如圖15所示。

圖15 直流側(cè)母線電壓

從圖15的波形可以看到，當負載側(cè)為額定負載時，依據(jù)下垂公式計算出的電壓為650 V，仿真結(jié)果與理論相符合，且其達到穩(wěn)態(tài)響應(yīng)的時間迅速。

為了驗證中點電壓平衡控制策略的正確性，分別對不帶中點電壓平衡和帶中點電壓平衡的控制策略做仿真，如圖16所示。

圖16 加中點控制策略與不加中點控制策略波形圖

對比圖16(a)、圖16(b)可知，中點電壓平衡控制策略是有效的，較好地抑制了中點電壓的波動。

分析電網(wǎng)側(cè)的電流波形，對網(wǎng)側(cè)電流的FFT分析，如圖17所示。

圖17 網(wǎng)測電流及FFT波形

從圖17(a)、圖17(b)可知，電流THD為2.42%，且其電流基波幅值的最大值為26.93 A,滿足要求。

4.2 負載突變仿真結(jié)果分析

負載從100%額定負載突減到30%負載，得到的仿真結(jié)果如圖18所示。

圖18 負載突變直流側(cè)輸出電壓波形圖

從圖18可知，額定負載突減到30%負載時，依據(jù)下垂控制原理，直流側(cè)母線電壓會升高，符合理論依據(jù)，且其響應(yīng)時間迅速。

當負載突變時，中點電壓的變化情況如圖19所示。由圖19可知，中點電壓得到了較好的控制，符合預(yù)期要求。

圖19 負載突變中點電壓波形圖

當負載突變時，網(wǎng)側(cè)電流波形的變化情況及其FFT分析如圖20所示。

圖20 網(wǎng)測電流及FFT波形

從圖20可以看出，負載突變時其電流THD為8.61%，設(shè)置網(wǎng)測電流起始時間從穩(wěn)定的0.3 s開始，且分析7個周期，即分析至0.3+(1/50)×7=0.44 s為止，設(shè)置基波頻率50 Hz，最大頻率為開關(guān)頻率18 kHz的2倍，即36 kHz。從FFT圖中可以看出，諧波主要集中在300～400次之間，而300～400次諧波對應(yīng)頻率主要集中在15 kHz～20 kHz，而開關(guān)頻率18 kHz，下一次在700～800次(對應(yīng)頻率為35 kHz～40 kHz)，即集中在開關(guān)頻率18 kHz的2倍附近，因此其諧波主要分布在開關(guān)頻率倍次附近，在設(shè)計三電平逆變器時需要綜合考慮硬件電路濾波參數(shù)的設(shè)置以及軟件開關(guān)頻率等這些因素，使其THD滿足設(shè)計要求。

5 結(jié) 語

本文對單臺TNPC智能變流器進行仿真實驗，驗證了TNPC智能變流器采用P-f、Q-V控制、鎖相環(huán)控制模塊、abc-dq0電壓電流雙環(huán)控制及功率環(huán)平衡控制等。在負載突變時，采用下垂控制、電壓電流雙閉環(huán)控制等策略，使直流側(cè)電壓在一定的范圍內(nèi)升高且最終達到穩(wěn)定，其中在負載突變時直流側(cè)電壓的超調(diào)為9.23%；其它功能比如中點平衡控制等均得到驗證，充分證明了本文的三電平逆變器控制算法的可應(yīng)用性。且此控制算法可擴展至n臺三電平變流器，通用性強，可靠性高，在光伏并網(wǎng)有著廣闊的市場應(yīng)用前景。