劉展豪，李孜

（200093 上海市 上海理工大學(xué) 機(jī)械工程學(xué)院）

0 引言

低溫等離子體在工業(yè)領(lǐng)域得到了廣泛的研究和應(yīng)用，比如材料表面改性[1]，工業(yè)加工[2]，廢水處理[3]，微生物殺菌[4]和臭氧發(fā)生器[5]等。高頻并具有快速上升沿的高壓脈沖能夠產(chǎn)生高濃度的低溫等離子體[6]。隨著對(duì)設(shè)備小型化、便攜化的要求，以全固態(tài)半導(dǎo)體器件為核心的Marx 發(fā)生器在高頻領(lǐng)域得到推廣。其中，MOSFET 和IGBT 由于壽命長(zhǎng)、工作頻率高、穩(wěn)定性好等特點(diǎn)常被用在Marx 型脈沖功率發(fā)生器中[7-8]。然而功率MOSFET和IGBT 側(cè)重于高壓大功率應(yīng)用領(lǐng)域的發(fā)展，其開(kāi)通速度限定輸出脈沖的上升時(shí)間一般在μs～ms 等級(jí)之間，致使在輸出幾十kHz 的高頻脈沖時(shí)穩(wěn)定性差，影響放電效率[9]。而雪崩三極管的雪崩擊穿過(guò)程一般在10 ns 之內(nèi)[10-11]，恢復(fù)時(shí)間短，可滿(mǎn)足高頻、納秒級(jí)脈沖前沿高壓脈沖的要求。本研究主要對(duì)Marx 型脈沖發(fā)生器的充電方式進(jìn)行改進(jìn)，利用諧振電源對(duì)Marx 電路進(jìn)行充電，并采用頻率疊加的方式實(shí)現(xiàn)更高頻率的脈沖放電。

1 傳統(tǒng)BJT-Marx 電路

傳統(tǒng)的基于雪崩BJT 的5 級(jí)Marx 電路如圖1所示[12]?；疑珜?shí)線(xiàn)是充電回路，灰色虛線(xiàn)為放電回路，當(dāng)方波觸發(fā)信號(hào)經(jīng)過(guò)Cb與Rb組成的微分電路變成窄脈沖信號(hào)使第1 級(jí)BJT 導(dǎo)通時(shí)，電容串聯(lián)起來(lái)對(duì)負(fù)載RO放電，在負(fù)載RO上產(chǎn)生一個(gè)負(fù)脈沖。第1 級(jí)BJT 采用觸發(fā)信號(hào)導(dǎo)通，其余BJT 導(dǎo)通方式為過(guò)壓擊穿導(dǎo)通。

圖1 采用BJT 的5 級(jí)Marx 電路Fig.1 A five-stage Marx circuit using BJT

傳統(tǒng)的Marx 脈沖發(fā)生器大多采用直流電壓源充電，電容電壓呈指數(shù)上升，需要串接限流電阻降低對(duì)電容的沖擊。由于電阻的能耗特性，會(huì)導(dǎo)致電源的充電效率降低，并且隨著充電電壓的升高，漏電流增大，充電電流減小，導(dǎo)致充電速度變慢、充電精度變差。因此本文提出了使用串聯(lián)諧振源代替直流電壓源的充電方式給儲(chǔ)能電容充電。相比于直流電壓源，LC 串聯(lián)諧振充電源具有近似恒流充電的特性[13]，且充電效率更高，對(duì)電容無(wú)沖擊，能夠延長(zhǎng)電容的使用壽命。

2 采用諧振充電的BJT-Marx 電路

本文選擇用LC 串聯(lián)諧振充電源代替直流源對(duì)Marx 電路進(jìn)行充電，電路原理如圖2 所示。通過(guò)設(shè)置電路參數(shù)使LC 串聯(lián)諧振電路工作在斷續(xù)電流模式[14-15]（DCM,Discontinuous Current Mode）。在斷續(xù)電流模式下，開(kāi)關(guān)S1～S4在整個(gè)工作過(guò)程中處于軟開(kāi)關(guān)狀態(tài)，可以實(shí)現(xiàn)零電流開(kāi)通，減少開(kāi)關(guān)損耗[16]。電路的諧振頻率fr可通過(guò)式（1）計(jì)算得出。

圖2 提出的BJT-Marx 電路Fig.2 Proposed BJT-Marx circuit

式中：Lr——諧振電感；Cr——諧振電容。

受限于雪崩三極管的器件性能，雪崩三極管工作在高重復(fù)頻率狀態(tài)下的功率損耗較大，最終會(huì)導(dǎo)致器件因溫度過(guò)高而損壞，致使其無(wú)法在高頻狀態(tài)下長(zhǎng)期工作。同時(shí)，器件開(kāi)關(guān)損耗的增加會(huì)導(dǎo)致電源效率的降低。為了解決這一問(wèn)題，本文利用頻率疊加的思路來(lái)實(shí)現(xiàn)脈沖電源穩(wěn)定的高重頻放電，利用兩路脈沖源共同承擔(dān)總功率，在同一負(fù)載上交替放電以實(shí)現(xiàn)脈沖的疊加，這樣降低了單個(gè)脈沖電源中器件的損耗。

電路的工作原理分為充電過(guò)程與放電過(guò)程。充電過(guò)程如圖3 所示，由諧振電路產(chǎn)生諧振電流通過(guò)變壓器向Marx 電路中的電容進(jìn)行充電。等效電路如圖3（b）所示，C=NCO。其中，N 為Marx 電路級(jí)數(shù)，CO為單級(jí)充電電容。等效隔離電阻的影響較小，可以忽略不計(jì)，等效電路平均充電電流Iavg由式（2）給出[17]。

圖3 充電電路圖Fig.3 Diagram of charging circuit

式中：C'=n2C，n——變壓器變比；Vd——直流源電壓。

開(kāi)關(guān)周期Ts中的平均充電電流由式（3）給出[18]，可見(jiàn)，在確定電路參數(shù)后，每個(gè)周期中諧振電流的平均值是恒定的，與諧振周期無(wú)關(guān)[18]，諧振電源近似為恒流源，這為后續(xù)實(shí)驗(yàn)中重復(fù)頻率放電的穩(wěn)定提供了依據(jù)。

通過(guò)反向并聯(lián)二極管的持續(xù)電流降至0 時(shí)，平均充電電流不再恒定，電路失去其恒流特性。此時(shí)，電容充電過(guò)程結(jié)束，電容的充電電壓接近nVd。

平均充電電流可通過(guò)改變Vd或開(kāi)關(guān)周期Ts來(lái)調(diào)節(jié)，與直流電源相比，DCM 中的串聯(lián)諧振充電可實(shí)現(xiàn)恒流充電，將電容電壓提高至雪崩電壓。

放電回路如圖4 所示，當(dāng)觸發(fā)信號(hào)來(lái)臨時(shí)，Q1被觸發(fā)導(dǎo)通，電容C1左側(cè)電壓瞬間被拉到零電位，由于電容兩端電壓不能突變，此時(shí)電容C1右側(cè)的電位變?yōu)?VCC，電容C2左側(cè)電位不變，Q2承受的電壓由VCC變?yōu)?VCC，超過(guò)三極管的雪崩擊穿電壓，三極管Q2導(dǎo)通。以此類(lèi)推，Q3～Q5依次導(dǎo)通，電容C1～C5串聯(lián)起來(lái)對(duì)負(fù)載RO進(jìn)行放電，產(chǎn)生一個(gè)負(fù)脈沖。另一路脈沖源的放電過(guò)程相同。現(xiàn)場(chǎng)可編程邏輯門(mén)陣列（FPGA，F(xiàn)ield Programmable Gate Array）輸出Q1和Q1'的觸發(fā)信號(hào)，2 路脈沖源放電脈沖交替輸出。通過(guò)2 路脈沖疊加，實(shí)現(xiàn)在同一負(fù)載上脈沖的疊加，從而提高輸出脈沖的放電頻率。

圖4 放電電路圖Fig.4 Diagram of discharging circuit

3 Pspice 仿真與分析

為驗(yàn)證所提出電路的可行性，搭建仿真電路如圖5 所示，半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)的型號(hào)為IXGH20N120BD1，利用4 個(gè)脈沖電壓源代替半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)的驅(qū)動(dòng)電路。為方便仿真進(jìn)行，第1 級(jí)BJT 由MOSFET 代替，脈沖電壓源對(duì)MOSFET 進(jìn)行觸發(fā)導(dǎo)通。

圖5 提出的BJT-Marx 電路Fig.5 Proposed BJT-Marx circuit

實(shí)驗(yàn)中將基極和發(fā)射極短接時(shí)測(cè)得單個(gè)雪崩三極管（C1815）最高擊穿電壓約為175 V。由于Pspice 的元件庫(kù)中的BJT 模型不具備自擊穿特性，為模擬雪崩三極管的自擊穿導(dǎo)通，李孜等[19]建立了雪崩三極管的擊穿模型RLC_BJT，雪崩擊穿電壓設(shè)為175 V。

設(shè)置諧振電容Cr為300 nF，諧振電感Lr為24.8μH，諧振周期Tr由式（4）計(jì)算約為17.13 μs。諧振頻率fr由式（1）計(jì)算約為58.38 kHz。為保證電路工作在DCM 下，設(shè)置全橋開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)頻率fs約為27.78 kHz，即開(kāi)關(guān)周期Ts為30 μs。

電路的仿真結(jié)果如圖6（a）所示，圖6 中ir為諧振電流波形，VO為負(fù)載兩端電壓波形，VC1為C1兩端電壓波形。在約8.5μs 時(shí)，觸發(fā)第一級(jí)開(kāi)關(guān)管，電容串聯(lián)起來(lái)對(duì)負(fù)載放電，在負(fù)載Ro上輸出約700 V 的負(fù)脈沖。通過(guò)設(shè)置兩個(gè)電路第一級(jí)開(kāi)關(guān)管的觸發(fā)信號(hào)，使得兩個(gè)電路分別在8.5μs 和10μs 時(shí)發(fā)生放電，在負(fù)載RO上得到脈沖電壓，脈沖頻率疊加的結(jié)果如圖6（b）所示，其中第2 個(gè)放電脈沖幅值有所下降是由于阻抗不匹配，每級(jí)電容上的電壓沒(méi)有完全放掉，導(dǎo)致放電幅值略有下降。

圖6 仿真結(jié)果Fig.6 Simulation results

電路中隔離電阻與電容的參數(shù)對(duì)充電時(shí)間的影響如圖7 所示，在電容電壓被提高至174.5 V，電阻為1 kΩ，電容為1，10，30，50，70，100 nF 時(shí),充電時(shí)間分別為19.25，42.43，111.00，187.42，242，368.93μs。通過(guò)比較可以看出，電容越小，充電時(shí)間越短，且電容對(duì)充電時(shí)間影響較為明顯。當(dāng)電容為1 nF，電阻為0.2，0.5，1.0，2.0，3.0，5.0 kΩ 時(shí),充電時(shí)間分別為18.58，18.85，19.27，19.83，20.32，21.6μs?？梢钥闯?，電阻越小，充電時(shí)間越短，但電阻對(duì)充電時(shí)間的影響很小，可以忽略不計(jì)。綜合考慮，后續(xù)實(shí)驗(yàn)中，電容選用1 nF，隔離電阻選用1 kΩ。

圖7 電路參數(shù)對(duì)充電時(shí)間的影響Fig.7 Influence of circuit parameters on charging time

4 實(shí)驗(yàn)

實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)主要包括直流電源、全橋串聯(lián)諧振電路、BJT-Marx 電路和驅(qū)動(dòng)電路。系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖8 所示，F(xiàn)PGA 通過(guò)驅(qū)動(dòng)芯片TLP5702 來(lái)控制全橋串聯(lián)諧振電路中半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通和關(guān)斷，同時(shí)通過(guò)驅(qū)動(dòng)芯片IXDN614 來(lái)控制BJT-Marx 電路中雪崩三極管的開(kāi)通。

圖8 實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)Fig.8 Experimental system structure

為了實(shí)際驗(yàn)證頻率疊加的可行性，設(shè)計(jì)了圖2所示的兩路脈沖發(fā)生器。其中，全橋開(kāi)關(guān)管IGBT（IXYX120N120C3，1 200 V，50 kHz）具有較強(qiáng)的通流能力。雪崩三極管參數(shù)如表1 所示。V（BR）CBO是發(fā)射極開(kāi)路時(shí)，C-B 間的擊穿電壓，V（BR）CEO是基極開(kāi)路時(shí)，C-E 間的擊穿電壓，V（BR）EBO是集電極開(kāi)路時(shí)，E-B 間的擊穿電壓，ICM 是集電極允許的最大電流值。實(shí)驗(yàn)主要參數(shù)如表2 所示。VCC是直流源電壓，Cr是諧振電容，Lr是諧振電感，Ci是單級(jí)充電電容，RCi是單級(jí)隔離電阻，Ro是負(fù)載電阻。全橋開(kāi)關(guān)管的觸發(fā)信號(hào)與雪崩三極管的觸發(fā)信號(hào)均由FPGA 進(jìn)行控制。

表1 雪崩三極管參數(shù)Tab.1 Avalanche transistor parameters

表2 實(shí)驗(yàn)參數(shù)Tab.2 Experimental parameters

由實(shí)驗(yàn)參數(shù)可以求出諧振電路的諧振頻率fr≈57.38 kHz，為了使諧振電路工作在斷續(xù)電流模式（fs＜0.5fr），設(shè)置全橋開(kāi)關(guān)的開(kāi)關(guān)頻率fs為25 kHz。最終在50 Ω 的負(fù)載電阻上放出約1 kV 的電壓，放電脈沖的下降時(shí)間約為6.2 ns，脈寬約為12.9 ns，放電電壓約為1 kV，波形如圖9 所示。

圖9 單脈沖放電波形Fig.9 Single-pulse discharge waveform

重復(fù)頻率放電波形如圖10 所示。可以看出，諧振源在對(duì)電容進(jìn)行充電時(shí)，約兩個(gè)諧振周期（約40μs）可以達(dá)到174 V 左右。此時(shí)，觸發(fā)信號(hào)給到第一級(jí)BJT，電容對(duì)負(fù)載放電，電壓波形迅速下降。放電結(jié)束后，諧振源繼續(xù)對(duì)電容進(jìn)行充電，從而實(shí)現(xiàn)高頻的重復(fù)放電。最終可以在50 Ω 的負(fù)載上穩(wěn)定放電，放電頻率約為25 kHz。圖10 中，VO為負(fù)載電阻兩端的電壓波形，VC1為電容C1兩端的電壓波形。

圖10 重頻放電波形Fig.10 Repeat frequency discharge waveform

兩路脈沖源疊加后的放電波形如圖11 所示，設(shè)置兩路脈沖源的觸發(fā)信號(hào)在時(shí)序上相差約20μs，每路脈沖源的工作頻率為25 kHz，兩路脈沖源在負(fù)載上交替放電，最終通過(guò)頻率疊加實(shí)現(xiàn)了約50 kHz 的重復(fù)頻率放電，放電電壓約為850 V。單個(gè)脈沖源上電容電壓在經(jīng)過(guò)一個(gè)諧振周期（約20μs）時(shí)，波形存在抖動(dòng)是因?yàn)榱硪宦访}沖源放電時(shí)在電路中存在電磁干擾問(wèn)題。

5 結(jié)論

針對(duì)直流電壓對(duì)Marx 發(fā)生器充電損耗較大的問(wèn)題，本文設(shè)計(jì)了一種利用諧振電源對(duì)Marx 發(fā)生器進(jìn)行充電的電路結(jié)構(gòu)，提高了充電效率。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該電路結(jié)構(gòu)可以穩(wěn)定實(shí)現(xiàn)幅值約為850 V，放電頻率為50 kHz 的高重頻放電。兩路脈沖源在進(jìn)行脈沖疊加后，電壓有所下降是由于電路充電時(shí)的等效阻抗增加，電容在相同時(shí)間內(nèi)獲得的能量略有降低，導(dǎo)致放電電壓幅值降低。這一問(wèn)題可通過(guò)提高諧振電路側(cè)直流源的輸出幅值得到解決。并且在脈沖疊加時(shí)，兩路脈沖源放電時(shí)對(duì)彼此的電磁干擾問(wèn)題可以采用隔離器件來(lái)降低干擾，進(jìn)而可以實(shí)現(xiàn)更高電壓及頻率的脈沖放電。該脈沖發(fā)生器結(jié)構(gòu)緊湊，放電穩(wěn)定，適用于多種應(yīng)用場(chǎng)合。