尚立信, 焦新泉, 陳建軍

(1.中北大學 電子測試技術國家重點實驗室,太原 030051;2.中北大學 儀器科學與動態(tài)測試教育部重點實驗室,太原 030051)

0 引言

隨著科技的發(fā)展，飛行器內部結構越來越復雜，被測節(jié)點數(shù)量繁多，種類復雜，頻率和特征不盡相同，導線和電纜大大增加了測試系統(tǒng)的重量和成本，同時也降低了測試系統(tǒng)的可靠性[1]。尤其在一些不方便或不允許布線的關鍵位置，根本無法布置電纜獲取信號。因此，研究人員將無線傳感器放置于飛行器的多個位置實時獲取飛行數(shù)據(jù)[2]。但無線傳感網(wǎng)絡多采用電池供電，每個節(jié)點存儲的能量非常有限，且更換電池不易[3]。如何最大限度降低節(jié)點能耗，延長無線傳感器網(wǎng)絡的生存周期仍是亟待解決的問題[4]。

2017年，李文艷等人針對短距離射頻無線通信提出一種基于流量自適應的超低功耗MAC協(xié)議，根據(jù)網(wǎng)絡中的通信量對節(jié)點休眠時長進行實時調度以降低能耗[5]。2018年，賀翔等人提出了一種基于MF-TDMA的低功耗網(wǎng)絡設備設計方法，通過對網(wǎng)絡頻率和時間資料動態(tài)分配節(jié)省無線傳感網(wǎng)絡的能耗[6]。2019年，DHUNNA G S等人基于動態(tài)電壓調節(jié)(Dynamic Voltage Scaling)設計了節(jié)點功率管理機制，動態(tài)改變微處理器的工作電壓和頻率，在性能和功耗之間取得平衡[7]。2020年韓雨龍等人通過減少空閑偵聽的方式實現(xiàn)節(jié)點低功耗[8]。2021年，YOU S等人采用動態(tài)電源管理(Dynamic Power Management)合理控制節(jié)點完全休眠狀態(tài)的時機和時間長度，動態(tài)開啟或關斷各組件，從而實現(xiàn)節(jié)能[9]。2021年，王輝等人基于表層漂流附表系統(tǒng)通過軟件看門狗減少系統(tǒng)運行時長降低達到低功耗的目的[10]。

以上研究提出的休眠機制和網(wǎng)絡協(xié)議主要是降低待機和休眠狀態(tài)下的節(jié)點能耗，缺少對工作狀態(tài)下低功耗的研究，而飛行器內部的無線傳感網(wǎng)絡節(jié)點能量主要消耗在工作模式下[11]。針對上述問題，本文基于熱電偶無線傳感器，提出了一種適用于星型拓撲結構網(wǎng)絡的低功耗策略，該策略充分考慮了節(jié)點在工作狀態(tài)下的能量消耗，并結合硬件電路設計，設計并實現(xiàn)了一種低功耗熱電偶無線傳感器節(jié)點，能有效延長節(jié)點壽命。

1 節(jié)點電路設計

熱電偶無線傳感器節(jié)點采用一體式設計，由傳感器模塊、電源模塊、核心處理器以及無線射頻模塊組成。熱電偶傳感器采集到溫度值后通過核心處理器內的AD模塊將其轉換為數(shù)字電壓，如圖1所示，通過射頻模塊將其發(fā)送給中心節(jié)點。為達到實時監(jiān)測的目的，無線傳感器節(jié)點和中心節(jié)點之間保持時鐘同步。

圖1 節(jié)點硬件結構示意圖

由于無線傳感器節(jié)點需要周期性采集傳感器信號并頻繁地處理收發(fā)數(shù)據(jù)，核心處理器和射頻芯片長時間處于工作狀態(tài)，消耗節(jié)點大量能量。本文選取GD32E230C8T6作為核心處理器，其內部電源管理單元提供了3種省電模式：睡眠模式、深度睡眠模式和待機模式。待機模式下的電流僅5.5 μA，合理運用低功耗模式可使得應用程序在CPU運行時間、速度和功耗的相互沖突中達到平衡。

目前，無線傳感器網(wǎng)絡多采用NRF24L01作為射頻芯片，Si24R1作為NRF24L01的替代使用型號，軟件硬件都可兼容，在國內工程領域有較高的認可度。表1從不同方面對兩款芯片的相關參數(shù)做了比較。在接收靈敏度、關斷功耗、待機功耗和最大發(fā)射功率上，Si24R1優(yōu)于NRF24L01，雖然前者的發(fā)射功耗略高于后者，但后者更小的待機電流和關斷電流使得節(jié)點在休眠狀態(tài)下的平均電流更小，對于無線傳感器來說，射頻模塊休眠時長遠大于工作時長[12]，所以Si24R1的長期功耗更低，且Si24R1的成本要低于NRF24L01，所以本節(jié)點選擇了國產(chǎn)的Si24R1。

表1 SI24R1和NRF24L01的參數(shù)對比

1.1 電源管理電路

無線傳感器節(jié)點的能量消耗主要在通信模塊、處理模塊和感知模塊，對這3個模塊進行能耗分析是研究無線傳感網(wǎng)絡能耗的第一步。通信模塊負責與sink節(jié)點進行信息交互，電壓控制振蕩器和功率放大器等芯片內部元件不但有工作功耗，還有啟動功耗。處理模塊即核心處理器，其能量主要消耗在工作電壓、運行時鐘以及數(shù)據(jù)處理等方面。感知模塊由傳感器信號采集芯片及其功能電路組成，包括信號的采集和調理。

處理模塊、感知模塊和通信模塊都具有多種不同的工作模式，在傳統(tǒng)的嵌入式系統(tǒng)中這些功能模塊通常被成為功耗可管理部件PMC(power manageable component)。PMC通常不是同時處于工作狀態(tài)，而是根據(jù)任務需求通過DPM機制對其進行調度和狀態(tài)切換，不同的狀態(tài)下消耗的能量不同，這部分能量由電源單元提供[13]。大部分PMC與電源模塊發(fā)生關聯(lián)，與電源單元發(fā)生關聯(lián)的模塊都在消耗能量，當節(jié)點周圍無有效事件發(fā)生時，部分模塊處于空閑狀態(tài)，需要把這些組件關掉或調到更低能耗的狀態(tài)，從而節(jié)省能量。DPM是降低無線傳感器節(jié)點功耗的常用方法。DPM基本原理是根據(jù)系統(tǒng)工作負載的變化情況將部分模塊或整個節(jié)點切換至低功耗狀態(tài)，甚至將其關閉，在不影響系統(tǒng)性能的前提下，降低系統(tǒng)的能量消耗。

但僅僅通過DPM節(jié)省節(jié)點能量還是無法滿足低功耗的需求，因為部分PMC切換至低功耗狀態(tài)后仍需電源單元向其提供電流保持低功耗狀態(tài)，為了降低甚至消除PMC在低功耗狀態(tài)下的能量消耗，本文設計了一種電源管理電路，將能量分模塊進行管理。控制模塊通過IO口輸出高低電平來控制線性穩(wěn)壓電路是否正常工作，若穩(wěn)壓電路不被使能，則其無法輸出足夠大的電流，使得與其連接的PMC無法啟動進入工作狀態(tài)，同時配合DPM機制，進一步節(jié)省無線傳感器節(jié)點的能耗。如圖2所示，當節(jié)點進入休眠或待機狀態(tài)時，失能穩(wěn)壓電路2和穩(wěn)壓電路3，使得除了處理器之外的組件節(jié)點都被關掉，有效降低節(jié)點能耗。

圖2 電源管理電路結構框圖

穩(wěn)壓芯片選擇TPS782，其最大輸出電流可達150 mA，完全滿足整個系統(tǒng)的最大工作電流的要求。更為重要的，TPS782的靜態(tài)電流僅500 nA，其意味著當節(jié)點處于儲運狀態(tài)時，整個系統(tǒng)的電流消耗可低于1 μA。

1.2 K型熱電偶調理電路

熱電偶輸出信號屬于緩變模擬信號，其輸出信號及其微小，通常為每攝氏度10 μV左右，所以熱電偶調理電路是實現(xiàn)K型熱電偶冷端補償和保證測量精度的核心。

本文選用儀表放大器AD8227，具有輸入噪聲低，共模抑制比大的優(yōu)點，且其典型電流為350 μA，滿足項目低功耗要求。K型熱電偶信號調理電路如圖3所示。熱電偶較長的導線易發(fā)生天線效應，對其他信號造成干擾甚至拾取周圍無用的干擾信號，為了消除長引線產(chǎn)生的高頻噪聲對有效信號造成的干擾，本文在熱電偶和AD8227之間接入了由兩組對稱一階RC低通濾波電路組成射頻濾波器，提高熱電偶信號的測量精度。C1=C4=0.01 μF，為了提高共模抑制比，C3需大于10倍的C1，放大器輸入正端接入阻值為1 MΩ的電阻R10對熱電偶進行開路檢測[14]。AD8227輸出信號接入二階壓控低通濾波器，再次對信號進行濾波處理，消除串擾噪聲的影響[15]。反相放大器AD824對信號增益做最后的微調，使輸出電壓Vout在ADC可采集的電壓區(qū)間。AD824具有高精度和低噪聲的優(yōu)點，且單個放大器電源電流僅500 μA，符合本文低功耗電路設計的需求。

圖3 K熱電偶信號調理電路

AD8227放大倍數(shù)為：

(1)

二階壓控低通濾波器放大倍數(shù)為:

(2)

選取R1和R3的阻值分別為510 Ω和51 Ω，R9和R8的阻值分別設為51 kΩ和12 kΩ。熱電偶信號經(jīng)過調理后的輸出電壓值Vout為:

(3)

1.3 冷端補償電路

由于AD8227并無內置溫度傳感器實現(xiàn)對冷端的自動補償，所以選用PT100鉑電阻設計了如圖4所示的電路實現(xiàn)對熱電偶冷端溫度的補償，冷端電路設計的好壞影響熱電偶傳感器的測量精度[16]，為了保證補償精度，補償電路的仍然選擇低功耗儀表放大器AD8227。

分別對K型熱電偶和PT100鉑電阻在0～60 ℃溫度區(qū)間內的“熱電勢-溫度”進行曲線擬合，得到擬合方程Y=KX和Y=PX，K為K型熱電偶的補償系數(shù)，值為0.040 42，P為PT100的補償系數(shù)，值為0.302 758 545，K和P的單位均為mV/℃。

該冷端補償電路的補償電壓為UC，單位為mV，有：

(4)

當熱電偶傳感器冷端完全被補償時，有：

UC=KG1

(5)

本文設計的K型熱電偶冷端補償電路解決了調理電路不平衡及AD8227無法自動補償冷端的問題，將熱電偶的調理電路和冷端補償電路分開，保證了電路的對稱性以獲得更高的共模抑制比。保證補償精度的同時兼具降低節(jié)點功耗的作用，因為其供電輸入由電源模塊控制，節(jié)點進入休眠狀態(tài)時電源模塊關斷補償電路的供電使能，使其停止工作，最大程度降低電流。

2 低功耗策略設計

2.1 無線傳感器網(wǎng)絡功耗分析

無線傳感器節(jié)點能量受限是限制網(wǎng)絡數(shù)據(jù)傳輸能力的重要原因之一，對能量消耗進行系統(tǒng)分析并提出低功耗策略是解決能量受限的主要方法[16]。

圖4 K型熱電偶冷端補償電路

從無線傳感器網(wǎng)絡的無線通信協(xié)議和工作內容出發(fā)，對無線傳感器節(jié)點的工作流程和狀態(tài)轉換的分析，節(jié)點能量消耗的主要原因有以下兩點：1)空閑偵聽，節(jié)點的主要能量消耗集中在數(shù)據(jù)的發(fā)送和接收部分[17]，射頻模塊處于接收狀態(tài)時能量消耗最大，遠大于休眠或待機模式下的能量消耗[18]。節(jié)點處于接收狀態(tài)監(jiān)聽遠端的指令時并沒有執(zhí)行傳輸任務，卻有大量的能量被消耗。2)數(shù)據(jù)沖突，兩個或多個節(jié)點同時訪問信道，會在接收節(jié)點處產(chǎn)生數(shù)據(jù)沖突，互相干擾對方的無線信號，影響接收節(jié)點接收的數(shù)據(jù)的準確性[19]。重傳發(fā)生沖突的數(shù)據(jù)，除了增加傳輸延遲外，還會造成節(jié)點能量消耗[20]。

為降低節(jié)點能耗，本文設計了停機和運行兩種工作狀態(tài)，節(jié)點在運行狀態(tài)下有工作、待機和休眠3種工作模式,如圖5所示。在接口插入對應儲運插頭，無線傳感器處于停機狀態(tài)時，此時系統(tǒng)電流低于1 μA。

圖5 無線傳感器工作轉換示意圖

2.2 工作模式低功耗策略

為保證多路傳感器在時分復用網(wǎng)絡中數(shù)據(jù)傳輸?shù)膶崟r性和準確性，本文在節(jié)點進入工作狀態(tài)之前，在PC端設計時隙表，并通過中心節(jié)點將每個節(jié)點的發(fā)數(shù)時間區(qū)間發(fā)送出去，子節(jié)點收到后配置自身的發(fā)數(shù)區(qū)間。如圖6所示，為避免通道干擾，一個節(jié)點在發(fā)送數(shù)據(jù)時其他節(jié)點不與中心節(jié)點通信，無線傳感網(wǎng)絡進入工作狀態(tài)后，每個節(jié)點按照預先設定的發(fā)數(shù)區(qū)間依次向中心節(jié)點發(fā)送采集數(shù)據(jù)。

圖6 網(wǎng)絡時隙示意圖

為了提高數(shù)據(jù)傳輸?shù)姆€(wěn)定性，相鄰數(shù)據(jù)包之間的發(fā)射間隔不少于10 μs，節(jié)點間的通信安全區(qū)間不少于20 μs。節(jié)點在備用時間區(qū)間里可與中心節(jié)點建立雙向通信維護時鐘同步、修改節(jié)點參數(shù)等。

子節(jié)點監(jiān)聽到中心節(jié)點發(fā)射的提數(shù)命令后進入工作模式，工作模式下節(jié)點的工作流程如圖7所示，節(jié)點定時采集數(shù)據(jù)，當定時器結束時，將數(shù)據(jù)發(fā)射出去，同時自動重裝載定時器數(shù)值，進行下一輪的采樣。定時器時長在初始化階段根據(jù)中心節(jié)點下發(fā)的時隙表進行配置。網(wǎng)絡內所有子節(jié)點需嚴格按照時隙表周期性發(fā)射數(shù)據(jù)。由于發(fā)射的速率大于采樣頻率，對于時分復用的系統(tǒng)，節(jié)點發(fā)射數(shù)據(jù)所需的時間只占一個時隙表的小部分時間區(qū)間T0，節(jié)點在剩余的時間區(qū)間T1內無需發(fā)射數(shù)據(jù)，如圖8，因此降低節(jié)點T1時間段內節(jié)點工作電流是節(jié)省節(jié)點能量、延長電池壽命的關鍵要素。

圖7 子節(jié)點工作流程圖

圖8 節(jié)點時隙圖

Si24R1芯片的工作機制為工作在T1時間段內射頻模塊提供了3種可供選擇的低功耗模式——待機模式Standby、發(fā)射空閑模式Idle-TX和關斷模式Shutdown，不同模式下功耗不同，如表2所示，射頻模塊發(fā)射功率為0 dBm。

表2 Si24R1不同模式下的功耗

為了減少節(jié)點在T1時間區(qū)間內的能量損耗，降低節(jié)點平均工作電流，本文基于時分復用系統(tǒng)提出一種低功耗策略：

本文設計節(jié)點在T0時間區(qū)間內發(fā)射前一周期(T秒)內采集的數(shù)據(jù)，如圖8所示,發(fā)射完畢進入T1時間區(qū)間，射頻模塊由發(fā)射模式轉換為低功耗模式，其工作電流從毫安級下降至微安級。進入下個周期T前，射頻模塊由低功耗模式轉為發(fā)射模式。

首先，將教材中不完整的主題圖修改，呈現(xiàn)了三個完整的方陣（見圖2），并將文字信息（三個方陣，每個方陣的行列人數(shù)等信息）滲透于圖中。這時孩子們發(fā)現(xiàn)，信息和收集信息的速度和準確率非常高，很快切入教師預設的主題。

射頻模塊的模式轉換路徑如圖9所示，退出關斷模式需要1.5～2 ms的轉換時間。對于數(shù)據(jù)實時度高的高頻信號監(jiān)測系統(tǒng)，周期T可能只有幾十毫秒，2 ms的轉換時長會嚴重影響采樣數(shù)據(jù)密度，使得部分數(shù)據(jù)丟失，導致數(shù)據(jù)準確度下降。因此，對于低頻信號的監(jiān)測，可選擇關斷模式作為射頻的低功耗模式，對于高頻信號的監(jiān)測，則選擇待機模式，以免頻繁切換模式降低傳輸數(shù)據(jù)的完整度。

圖9 射頻模塊模式轉換路徑

為了計算并表示“工作”模式下的平均電流，射頻模塊不同模式下電流表示如表3，傳感器工作電流Isens，控制模塊工作電流Irun。

①普通節(jié)點整個工作周期T內射頻模塊在一直處于發(fā)射模式，平均工作電流為：

Iaver1=Irun+Itx+Isens

(6)

②本文節(jié)點采用此低功耗策略，平均工作電流為：

(7)

兩種平均工作電流的差值為：

Id=Iaver1-Iaver2=(Itx-Ilp)(1-T0/T)

(8)

已知射頻模塊的發(fā)射電流一定大于待機電流，(Itx-Ilp)>0，所以只有滿足約束條件式(9)時，才能保證Id為正值，休眠策略才能起到降低功耗的作用。T0=T時，此時休眠時間區(qū)間T1= 0，節(jié)點不具備執(zhí)行休眠策略的條件，Id= 0。

T>T0

(9)

在發(fā)射速率一定的條件下，采樣的數(shù)據(jù)量越大，發(fā)射完成所需的時間就越長。為了保證節(jié)點數(shù)據(jù)傳輸?shù)姆€(wěn)定性和準確性，需保證T0至少大于節(jié)點發(fā)射一周期數(shù)據(jù)所需的時間。為了得到采樣頻率fs和T0的數(shù)學關系，設數(shù)據(jù)長度為2 Byte，每包有效負載長度XByte(X<=32)，射頻模塊傳輸一包有效數(shù)據(jù)的時間為tTX，對發(fā)射時間區(qū)間T0進行約束：

(10)

將式(10)帶入式(9)得到式(11)，只要采樣頻率fs滿足式(11)，節(jié)點采集數(shù)據(jù)就能在周期內傳輸完成，使得節(jié)點數(shù)據(jù)傳輸?shù)臏蚀_性和穩(wěn)定性得以保證。

(11)

同時滿足約束條件式(9)、(10)的平均工作電流差值的表達式：

(12)

平均工作電流Id越大，本文休眠策略降低功耗的效果就更顯著。分析式(12)，Id和節(jié)點fs成正相關，因此，得出結論：本文休眠策略的低功耗效果和節(jié)點的采樣頻率有關，采樣頻率越低，節(jié)省的節(jié)點能量越多，低功耗效果越好。

2.3 分級監(jiān)聽策略

本文設計了分級監(jiān)聽策略減少節(jié)點在非工作模式下監(jiān)聽中心節(jié)點消耗的能量。每隔10 s監(jiān)聽一次定義為待機模式，每隔600 s監(jiān)聽一次定義為休眠模式，待機模式的監(jiān)聽等級高于休眠模式。工作模式下收到待機命令或長期(設置時間10 s)未收到命令信息，自動進入待機模式，收到休眠指令，則進入休眠模式。

2.3.1 待機模式

節(jié)點在待機模式下，每10 s監(jiān)聽27 ms(根據(jù)實際情況修改)，收到數(shù)據(jù)提取命令自動進入工作模式，收到休眠指令，則進入休眠模式。

2.3.2 休眠模式

節(jié)點在休眠模式下，每600 s監(jiān)聽27 ms，收到待機命令，自動進入待機模式，收到數(shù)據(jù)提取命令，自動進入工作模式。相對于待機模式，休眠模式無需監(jiān)聽的時段更長。

GD32E230C8T6存在多種低功耗模式，考慮到節(jié)點每項功能的可行性，本文選擇低功耗模式時考慮了GD32E230C8T6不同低功耗模式的喚醒條件、喚醒延遲等參數(shù)，喚醒條件如表3所示。

為了降低節(jié)點功耗，減小節(jié)點體積，本文節(jié)點沒有設計專門的存儲模塊，因此節(jié)點配置參數(shù)、臨時采樣數(shù)據(jù)等信

表3 GD32E230C8T6低功耗模式

息都保存在GD32E230C8T6的SRAM中。雖然核心處理器處于待機模式下的電流只有3.6 μA，但被喚醒時SRAM會被擦除。深度睡眠模式的功耗比睡眠模式更低且可以利用RTC喚醒。綜上考慮，本文設計節(jié)點在待機模式下，MCU處于深度睡眠模式，射頻模塊處于關斷模式，關閉傳感器相關電路；節(jié)點在休眠模式下，MCU處于深度睡眠模式，射頻模塊和傳感器相關電路都被關閉。

3 測試與分析

對節(jié)點在“工作”模式下的低功耗設計進行評估，將節(jié)點放入測試環(huán)境實現(xiàn)溫度監(jiān)測，各項參數(shù)設置如下：采樣頻率為5.12 kHz，數(shù)據(jù)傳輸速率為2 Mbps，發(fā)射功率為0 dbm，數(shù)據(jù)長度為2 Byte，有效負載長度為26 Byte。

為了設置發(fā)射區(qū)間長度T0，首先需要對本文節(jié)點進行通訊測試，為保證無線通信的實時性，周期盡可能短，經(jīng)計算取T為25 ms。測試結果如表4所示。節(jié)點與節(jié)點間的通信安全間隙為20 μs，所以T0等于4.92 ms，T1等于20.08 ms。

表4 測試數(shù)據(jù)量與傳輸時間

測試節(jié)點工作模式下的運行電流I0,0和待機電流I0,1：控制器使能各個模塊正常工作，節(jié)點以T為一個大周期，周期性向中心節(jié)點發(fā)送采集的溫度數(shù)據(jù)，測得I0,0=32.2 mA，I0,1=22.4 mA。

平均工作電流：

(13)

用兩節(jié)鋰電池組供電，總容量1.0 A·h，認為容量低于85%時的電壓不再適合給節(jié)點供電，節(jié)點在工作模式下的電池使用時長：

(14)

將本文節(jié)點與Imote節(jié)點、Mica2節(jié)點[21]對比，分別代入式(14)計算節(jié)點運行壽命，如表5可知本文節(jié)點功耗更低，運行壽命更長。

改變節(jié)點采樣頻率在同樣的測試環(huán)境下測試運行電流和待機電流，帶入式(13)和式(14)，得到節(jié)點運行壽命Tbat和采樣頻率fs的關系，如圖10所示，采樣頻率越低，本文低功耗策略延長節(jié)點運行壽命越長，低功耗效果更顯著。

表5 本文節(jié)點、Mica2和Imote節(jié)點工作電流

圖10 采樣頻率對節(jié)點運行壽命的影響

4 結束語

本文基于熱電偶無線傳感器進行了低功耗優(yōu)化設計，提出了一種適用于星型拓撲結構網(wǎng)絡的低功耗策略，設計了一種低功耗熱電偶無線傳感器節(jié)點。硬件電路方面，選用低功耗處理器芯片和射頻芯片，設計了電源管理電路動態(tài)管理節(jié)點各組件的電源，優(yōu)化K型熱電偶信號調理電路和冷端補償電路，在冷端補償精度滿足項目需求的基礎上降低了電路能耗；軟件設計方面，提出了一種降低運行能耗的策略，推導出節(jié)點功耗和采樣頻率的數(shù)學關系，證明了低采樣頻率的節(jié)點采用此策略降低能耗的效果更顯著。非工作模式則采用分級監(jiān)聽策略，進一步降低空閑節(jié)點能耗。通過試驗測試表明，本節(jié)點運行穩(wěn)定，功耗較低，具有一定的工業(yè)價值。