孫曉鈺，劉春喜

（遼寧工程技術(shù)大學(xué) 電氣與控制工程學(xué)院，葫蘆島 125105）

0 引言

新能源汽車(chē)的出現(xiàn)是實(shí)現(xiàn)環(huán)境保護(hù)與經(jīng)濟(jì)發(fā)展的平衡所邁出的重要一步。如今市面上的新能源汽車(chē)的生產(chǎn)標(biāo)準(zhǔn)并沒(méi)有統(tǒng)一，滿足不同型號(hào)汽車(chē)充電對(duì)充電樁中DC-DC變換器的性能提出了更嚴(yán)峻的挑戰(zhàn)[1～4]。

LLC諧振變換器因其良好的特性廣泛的應(yīng)用在充電樁領(lǐng)域[5,6]。為了實(shí)現(xiàn)寬增益范圍，LLC諧振變換器的調(diào)頻范圍較寬，在開(kāi)關(guān)頻率較高時(shí)會(huì)導(dǎo)致?lián)p耗增加。目前對(duì)寬增益與工作頻段的研究主要分為三類(lèi)。第一類(lèi)方法是將拓?fù)浼?jí)聯(lián)，構(gòu)成多級(jí)電路。文獻(xiàn)[7]中提出一種四開(kāi)關(guān)Buck-Boost+LLC級(jí)聯(lián)變換器，后級(jí)LLC變換器工作在諧振頻率附近，通過(guò)調(diào)節(jié)Buck-Boost電路的占空比，實(shí)現(xiàn)電路增益的調(diào)節(jié)。采用級(jí)聯(lián)的方案在電路中增加前級(jí)或者后級(jí)電路，使得電路的控制方式變得復(fù)雜，同時(shí)額外的元器件增加了電路的成本。第二類(lèi)方法是增加元器件，改變諧振參數(shù)[8]。文獻(xiàn)[9]中提出一種高增益對(duì)稱型LCLC諧振變換器，將一個(gè)LC支路并聯(lián)于變壓器的一次側(cè)代替勵(lì)磁電感，可以增大變換器電感比實(shí)現(xiàn)寬范圍的增益。文獻(xiàn)[10]提出了一種雙變壓器拓?fù)?，在諧振回路中串聯(lián)了變壓器和一組雙向開(kāi)關(guān)管，副邊增加了整流橋。通過(guò)對(duì)開(kāi)關(guān)管的控制，變換器的諧振參數(shù)和變壓器變比發(fā)生改變，實(shí)現(xiàn)寬范圍的增益。這類(lèi)方法需要在電路中加入了額外元件，使變換器的體積進(jìn)一步增加。同時(shí)，增加的元器件改變了原有的增益曲線，使變換器的參數(shù)設(shè)計(jì)變得復(fù)雜。第三類(lèi)方法是改變電路的控制方式，從而實(shí)現(xiàn)寬增益[11]。文獻(xiàn)[12]在半橋三電平LLC變換器拓?fù)涞幕A(chǔ)上提出一種三段式的混合控制策略，在高增益的情況下采用調(diào)頻控制，在中增益采用移相控制。當(dāng)達(dá)到移相角臨界值時(shí)，采用變頻burst控制。通過(guò)控制模式的切換，拓寬了增益范圍。這種方法需要在電路中加入其他的檢測(cè)電路，控制方式較為復(fù)雜。

針對(duì)上述的問(wèn)題，本文提出了一種寬增益多模式的三相LLC諧振變換器。采用變頻控制的方式，通過(guò)對(duì)逆變側(cè)開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)的改變，電路可工作在低增益、中增益、高增益三種模式。通過(guò)模式的切換實(shí)現(xiàn)窄工作頻段和連續(xù)的寬電壓增益。通過(guò)實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證了該拓?fù)涞目尚行浴?/p>

1 變換器工作原理

1.1 變換器電路拓?fù)?/h3>

開(kāi)關(guān)管Q1～Q7構(gòu)成三個(gè)半橋橋臂，D1～D7和C1～C7分別為開(kāi)關(guān)管Q1～Q7的體二極管和寄生電容。T1，T2，T3、Lr1，Lr2，Lr3、Lm1，Lm2，Lm3和Cr1，Cr2，Cr3分別為變壓器、諧振電感、勵(lì)磁電感和諧振電容。三個(gè)變壓器變比相同，三相諧振參數(shù)相同。D8～D20為整流二極管。根據(jù)所需增益對(duì)開(kāi)關(guān)管Q1～Q7的控制，電路可以工作在低增益、中增益、高增益三種模式，從而滿足增益要求，得到相應(yīng)的輸出。

該拓?fù)渑c傳統(tǒng)的三相LLC諧振變換器相比，原邊逆變部分加入一個(gè)開(kāi)關(guān)管，增加了電路自身的自由度，使電路可以工作在三種模式。副邊的整流部分是由三個(gè)整流橋串聯(lián)構(gòu)成。與三相整流相比，通過(guò)串聯(lián)的方式可以擴(kuò)大輸出電壓。

圖1 變換器電路拓?fù)?/p>

1.2 工作原理

1）低增益模式

低增益模式的簡(jiǎn)化電路和主要工作波形如圖2所示。開(kāi)關(guān)管Q1、Q6保持持續(xù)導(dǎo)通狀態(tài)，開(kāi)關(guān)管Q3、Q4、Q7斷開(kāi)，開(kāi)關(guān)管Q2、Q5的驅(qū)動(dòng)信號(hào)互補(bǔ)，并且含有死區(qū)。變壓器T3不工作。實(shí)現(xiàn)主要整流作用的是D8～D11、D12～D15。在該模式下，兩個(gè)諧振槽均工作在半橋狀態(tài)，變壓器T1、T2原邊A、B兩點(diǎn)與B、C兩點(diǎn)之間的輸入電壓均為0～Vin的方波，兩個(gè)變壓器向負(fù)載側(cè)傳輸能量，流經(jīng)兩相諧振電感的電流大小相等。

圖2 低增益模式的工作狀態(tài)

2）中增益模式

在該模式下的簡(jiǎn)化電路和主要工作波形如圖3所示，開(kāi)關(guān)管Q4持續(xù)導(dǎo)通，開(kāi)關(guān)管Q2、Q5斷開(kāi)，開(kāi)關(guān)管Q1、Q6的驅(qū)動(dòng)信號(hào)相同，開(kāi)關(guān)管Q3、Q7的驅(qū)動(dòng)信號(hào)與之互補(bǔ)，即對(duì)角驅(qū)動(dòng)。由于第二相的開(kāi)關(guān)管斷開(kāi)，變壓器T1、T2的原邊相當(dāng)于串聯(lián)，A、C兩點(diǎn)之間輸入電壓為-Vin～Vin的方波。變壓器T3原邊C、D兩點(diǎn)間輸入電壓為0～Vin的方波。變壓器整流側(cè)三個(gè)H橋均參與主要的整流工作。流經(jīng)諧振電感Lr1、Lr2的電流相等，并且相位相差180度。

圖3 中增益模式的工作狀態(tài)

3）高增益模式

在該模式下，電路逆變部分的工作方式與傳統(tǒng)三相橋式逆變相同，具體簡(jiǎn)化電路如圖4(a)所示。開(kāi)關(guān)管Q7保持持續(xù)導(dǎo)通狀態(tài)，開(kāi)關(guān)管Q1和Q4、Q2和Q5、Q3和Q6共三組，每組的驅(qū)動(dòng)信號(hào)互補(bǔ)且?guī)в兴绤^(qū)，三組之間的驅(qū)動(dòng)信號(hào)各相差120度。變壓器T1、T2、T3原邊為角形連接變壓器，副邊連接對(duì)應(yīng)的H橋。主要的工作波形如圖4(b)所示，每個(gè)變壓器原邊輸入電壓均為-Vin～Vin的三電平方波，流經(jīng)諧振電感Lr1、Lr2、Lr3的電流相位相差120度，每相電流的幅值相等。

圖4 高增益模式的工作狀態(tài)

2 增益特性分析

2.1 交流等效電阻

由于每個(gè)模式下諧振槽的工作情況不同，在分析電路等效電阻的時(shí)候，針對(duì)每個(gè)諧振槽進(jìn)行分析。根據(jù)模式的不同，輸入電壓可以分為0～Vin的半橋狀態(tài)，-Vin～Vin的全橋狀態(tài)，-Vin～Vin的三相橋狀態(tài)。當(dāng)諧振網(wǎng)絡(luò)的輸入為0～Vin的半橋狀態(tài)，-Vin～Vin的全橋狀態(tài)時(shí)，交流等效電阻為：

當(dāng)諧振網(wǎng)絡(luò)的輸入處于-Vin～Vin的三相橋狀態(tài)。該狀態(tài)下電壓的幅值雖然與全橋狀態(tài)相同，但三相橋狀態(tài)存在電壓值為零的區(qū)間，即波形為三電平方波。將輸入電壓進(jìn)行傅里葉展開(kāi)可以得到：

同樣，可以得到輸入電壓vi3的基波有效值為：

則諧振腔的輸出電壓的有效值Vd3.F為：

等效負(fù)載上的電流基波表達(dá)式為：

輸出電流為等效負(fù)載電流的平均值，則

根據(jù)式(4)和式(6)，當(dāng)變壓器變比為n:1時(shí)，得到交流等效電阻為：

2.2 增益特性分析

通過(guò)基波等效分析法，對(duì)變換器的增益特性進(jìn)行分析。根據(jù)變換器工作模式圖2(a)～圖4(a)，可以總結(jié)出變換器三個(gè)模式的基波等效模型如圖5所示。

圖5 變換器基波等效電路模型

在低增益模式的工作情況下，基波等效電路如圖5(a)所示。VAB、VBC為0～Vin的方波，即原邊側(cè)兩個(gè)半橋同時(shí)向副邊傳遞能量，即每個(gè)諧振槽對(duì)應(yīng)一半的等效負(fù)載。由于兩相諧振參數(shù)相同，則每個(gè)諧振槽的對(duì)應(yīng)的電感比和品質(zhì)因數(shù)為：

在中增益模式的工作情況下，變換器的基波等效電路如圖5(b)所示。VCD為0～Vin的方波，即工作在半橋狀態(tài)，VAC為-Vin～Vin的方波，即工作在全橋狀態(tài)。每個(gè)諧振槽對(duì)應(yīng)的等效負(fù)載為Req1/3，則每個(gè)諧振槽的對(duì)應(yīng)的電感比和品質(zhì)因數(shù)為：

在高增益模式的工作情況下，變換器的基波等效電路為圖5(c)。VAB、VBC、VCD為-Vin～Vin的三電平方波，工作在三相橋狀態(tài)。每個(gè)諧振槽對(duì)應(yīng)的等效負(fù)載為Req3/3，則電感比和品質(zhì)因數(shù)分別為：

利用基波等效分析法和圖6(a)所示的等效電路可以得到變換器每個(gè)諧振槽的電壓增益為：

其中，fn=fs/fr，fn、fs和fr分別為歸一化頻率、工作頻率和諧振頻率。

通過(guò)電壓增益的表達(dá)式可以看出，造成增益變化的主要因素為k、Q。根據(jù)對(duì)電感比和品質(zhì)因數(shù)推導(dǎo)，三種模式的諧振槽的電壓增益存在G1＞G2＞G3的關(guān)系。公式15所表示的為變換器的輸出電壓，從中可以看出變換器輸出電壓是由模式中每個(gè)諧振槽的增益和輸入電壓、變壓器變比和諧振槽數(shù)量決定的?？傠妷涸鲆嫒缡?16)所示。由于高增益模式中每個(gè)諧振槽輸入電壓周期的三分之一為零電平，在進(jìn)行電壓增益計(jì)算時(shí)要進(jìn)行處理。

根據(jù)上述分析，可以得到變換器在各個(gè)模式下諧振槽對(duì)應(yīng)的參數(shù)和總電壓增益，將其總結(jié)如表1所示。

表1 諧振槽參數(shù)與電壓增益

利用MATLAB繪制三個(gè)模式的增益曲線如圖6所示。其中黑色圓點(diǎn)表示模式間的切換點(diǎn)，黑色加粗曲線代表變換器的工作過(guò)程。從圖中曲線可以看出，通過(guò)模式間的切換，變換器可以實(shí)現(xiàn)較寬的增益范圍。圖7為傳統(tǒng)三相星形連接LLC諧振變換器的增益曲線[13]，與圖6中增益曲線對(duì)比，雖然可以實(shí)現(xiàn)0.8～2.1倍的增益范圍，但是，最高工作頻率達(dá)到200kHz，工作頻段為46kHz～200kHz。而圖6中拓?fù)涞墓ぷ黝l段為67kHz～150kHz，明顯工作頻率更窄，減少了變換器高頻段的損耗，也更有利于后續(xù)磁件的設(shè)計(jì)。

圖6 三個(gè)模式下的增益曲線

圖7 三相星形連接LLC諧振變換器的增益曲線

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

3.1 實(shí)驗(yàn)參數(shù)

為了驗(yàn)證本文中提出的寬增益多模式的三相LLC諧振變換器的可行性，設(shè)計(jì)并搭建了1.4kW的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，如圖8所示。根據(jù)階段式充電特點(diǎn)，將具體的工作模式分為恒流階段和恒壓階段。恒流階段為低增益、中增益、高增益切換運(yùn)行，輸出電流恒為3.3A，輸出電壓為160V～420V。恒壓階段主要是處于高增益模式，輸出電壓為420V。樣機(jī)的具體參數(shù)如表2中所示。

圖8 樣機(jī)實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)

表2 主要實(shí)驗(yàn)參數(shù)

3.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

圖9～圖11是在恒流階段變換器低增益模式至高增益模式的實(shí)驗(yàn)波形。圖9為變換器工作在低增益模式下的實(shí)驗(yàn)波形，此時(shí)變換器輸出電壓為190V。輸入電壓均為0～400V的兩電平方波，流經(jīng)兩個(gè)流經(jīng)諧振電感Lr1、Lr2的電流ir1、ir2相等，即兩個(gè)諧振槽傳輸?shù)墓β氏嗟?。圖10為變換器工作在中增益模式的情況下輸入電壓和流經(jīng)諧振電感Lr1、Lr3的電流波形，此時(shí)輸出電壓為290V。其中，VAC是-400～400V的兩電平方波，VCD是0～400V的兩電平方波。圖11為變換器工作在高增益模式的實(shí)驗(yàn)波形，此時(shí)輸出電壓為390V。輸入電壓VAB為-400～400V的三電平方波，三相諧振電流波形之間相等，存在著120°相位差，可以看出三個(gè)諧振腔傳遞的功率相等。

圖9 低增益模式實(shí)驗(yàn)波形

圖10 中增益模式實(shí)驗(yàn)波形

圖11 高增益模式實(shí)驗(yàn)波形

在恒壓階段變換器的實(shí)驗(yàn)波形如圖12所示。變換器輸入電壓為400V。圖12(a)、圖12(b)分別為變換器在滿載、10%負(fù)載的情況下的輸出電壓、諧振電流波形，從圖中可以看出輸出電壓為420V。

圖12 恒壓階段實(shí)驗(yàn)波形

從恒壓階段和恒流階段的實(shí)驗(yàn)結(jié)果可以看出，變換器的工作波形與圖2～4中波形一致，驗(yàn)證了變換器理論分析的正確性。同時(shí)，通過(guò)三個(gè)模式的切換工作，變換器可以輸出160V～420V電壓，即實(shí)現(xiàn)了0.8～2.1倍的寬增益范圍。

圖13輸出電壓與工作頻率的關(guān)系曲線。從圖中可以看出變換器工作頻率在為67kHz～150kHz之間，在實(shí)現(xiàn)所設(shè)定的寬增益范圍的同時(shí)，變換器可以維持在較窄的工作頻率范圍。

圖13 工作頻率曲線圖

圖14是變換器的效率曲線。變換器從低增益模式開(kāi)始切換，直到高增益模式，輸出電壓逐漸升高。同時(shí)，根據(jù)實(shí)驗(yàn)中的效率和工作頻率范圍，選擇260V、360V作為模式的切換點(diǎn)。在輸出電壓為285V時(shí)，效率最高可以達(dá)到93.5%。

圖14 效率曲線

4 結(jié)語(yǔ)

針對(duì)LLC諧振變換器應(yīng)用于汽車(chē)充電領(lǐng)域存在增益范圍小的問(wèn)題，提出了一種寬增益多模式的三相LLC諧振變換器。本文通過(guò)對(duì)所選電路的三個(gè)模式進(jìn)行分析，推導(dǎo)等效電阻，建立基波等效模型，從而得到了變換器在各個(gè)工作模式下的增益曲線。最后制作了一臺(tái)1.4kW的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)驗(yàn)證理論分析的正確性。實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明，通過(guò)三個(gè)模式的切換工作，變換器實(shí)現(xiàn)0.8～2.1倍的寬增益范圍，同時(shí)，變換器工作頻率在67kHz～150kHz之間，實(shí)現(xiàn)增益要求的同時(shí)變換器工作在較窄的頻段。變換器最高效率達(dá)到了93.5%。