林倍進(jìn), 陳新偉, 蘇晉榮

(山西大學(xué) 物理電子工程學(xué)院, 山西 太原 030006)

0 引 言

第五代移動(dòng)通信技術(shù)(5G)對(duì)系統(tǒng)容量和頻譜效率提出更高要求, 多輸入多輸出(Multiple-Input Multiple-Output,MIMO)技術(shù)應(yīng)運(yùn)而生.MIMO技術(shù)在收發(fā)端放置多個(gè)天線, 在不增加系統(tǒng)帶寬和發(fā)射功率的情況下, 可獲得更大的系統(tǒng)信道容量和更高的傳輸速率[1].同時(shí), 通信設(shè)備的便攜式發(fā)展要求天線尺寸不斷縮小, 甚至遠(yuǎn)小于其最低諧振頻率所對(duì)應(yīng)的自由空間波長.然而, 天線實(shí)現(xiàn)小型化的同時(shí)會(huì)導(dǎo)致MIMO天線輻射單元間的耦合更強(qiáng).因此, 如何在保證小型化的同時(shí)降低天線單元間的耦合是MIMO天線的設(shè)計(jì)難點(diǎn)之一.

目前, 研究已報(bào)道的解耦方法主要有: 極化分集法[2], 引入中和線法[3], 采用缺陷地結(jié)構(gòu)法[4-5],添加寄生枝節(jié)法[6], 加載電磁帶隙結(jié)構(gòu)法[7], 加載超材料或超表面法[8-10]等.其中, 文獻(xiàn)[2]提出一種四單元MIMO天線, 通過正交放置天線單元實(shí)現(xiàn)11 dB的隔離度.文獻(xiàn)[3]利用2條U型中和線分別連接2個(gè)輻射貼片, 使中和線引入的電流與非激勵(lì)單元上的耦合電流中和抵消, 得到了25 dB以上的隔離度.文獻(xiàn)[4]提出一種雙頻倒F型MIMO天線,在地板上刻蝕倒T型槽, 并延伸出彎折線諧振器對(duì)2個(gè)頻段解耦,2個(gè)頻段隔離度均提升至15 dB以上.文獻(xiàn)[5]在地板上刻蝕長度為對(duì)應(yīng)頻率1/4波長的矩形縫隙實(shí)現(xiàn)14 dB以上的隔離度.文獻(xiàn)[6]在雙頻MIMO天線的接地板中心引入T型槽和音叉型枝節(jié)實(shí)現(xiàn)2個(gè)頻段20 dB以上的隔離度.文獻(xiàn)[7]在2個(gè)對(duì)立放置的U 型貼片之間加入曲折線電磁帶隙結(jié)構(gòu), 在超寬帶范圍內(nèi)將隔離度提升至17 dB.文獻(xiàn)[8]將周期裂環(huán)諧振器組成的超表面與二單元貼片天線放置在同一層, 實(shí)現(xiàn)了低剖面和25 dB的高隔離度.文獻(xiàn)[9]在2個(gè)強(qiáng)耦合的雙頻貼片天線上方放置一個(gè)具有雙頻解耦特性的超表面, 使2個(gè)頻段隔離度均提升至25 dB.文獻(xiàn)[10]采用超表面和缺陷地組合的方式對(duì)緊耦合雙頻貼片天線進(jìn)行解耦,2個(gè)頻段的隔離度均達(dá)到30 dB.上述文獻(xiàn)的解耦方法中,缺陷地結(jié)構(gòu)和添加寄生枝節(jié)較為簡單, 易實(shí)現(xiàn).加載電磁帶隙結(jié)構(gòu)及超材料的方法可以實(shí)現(xiàn)較高的隔離度, 但是天線的尺寸較大, 結(jié)構(gòu)復(fù)雜.雙頻天線的解耦常結(jié)合幾種解耦方法來實(shí)現(xiàn).

本文提出了一種緊湊型高隔離度雙頻MIMO縫隙天線, 該天線采用微帶線耦合饋電.天線單元的接地板為矩形環(huán), 環(huán)內(nèi)放置2個(gè)大小不同, 開口方向相反的六邊形諧振環(huán)實(shí)現(xiàn)2.57 GHz～2.62 GHz和3.5 GHz～3.64 GHz頻段輻射, 分別對(duì)應(yīng)于中國移動(dòng)和中國聯(lián)通的5G頻段.為了減少2個(gè)端口的耦合, 將兩天線單元正交放置, 且在其環(huán)形地相接處刻蝕矩形縫隙, 使2個(gè)工作頻段內(nèi)的隔離度均提高到23.2 dB以上.采用極化分集和缺陷地相結(jié)合的方法解耦, 不需要增加天線尺寸就可實(shí)現(xiàn)高隔離度, 且解耦頻段易調(diào)節(jié).

1 天線設(shè)計(jì)

本文設(shè)計(jì)的天線結(jié)構(gòu)如圖1所示, 天線印刷在厚度為1.6 mm 的FR4的介質(zhì)基板上(損耗角正切tanδ=0.02, 相對(duì)介電常數(shù)εr=4.4), 長度L=34 mm, 寬度W=68 mm, 由2個(gè)縫隙天線單元正交放置形成.輻射單元的饋電方式為微帶線耦合饋電, 為改善天線的阻抗匹配, 將微帶線頂部設(shè)置成半圓形, 半徑R=1.5 mm, 微帶饋線和接地板分別印刷在介質(zhì)基板的頂層和底層.天線單元的接地板為矩形環(huán), 環(huán)內(nèi)放置2個(gè)正六邊形開口諧振環(huán), 其大小不等, 開口方向相反, 外環(huán)的邊長a=15 mm, 內(nèi)環(huán)的邊長b=9.8 mm, 外環(huán)左右兩邊與環(huán)形地相接.天線單元正交放置后實(shí)現(xiàn)分集解耦, 為進(jìn)一步提升其隔離度, 在兩天線單元環(huán)形地相接處刻蝕2個(gè)長度不同的矩形縫隙.經(jīng)過電磁仿真軟件HFSS仿真優(yōu)化后, 天線的幾何參數(shù)如表1所示.

圖1 天線的幾何結(jié)構(gòu)Fig.1 Geometry of the proposed antenna

表1 天線的設(shè)計(jì)參數(shù)Tab.1 Dimensions of the proposed antenna

天線單元的設(shè)計(jì)過程如圖2(a) 所示.最初的天線由環(huán)形接地板和單極子構(gòu)成, 記為天線Ⅰ;在其環(huán)形接地板內(nèi)部放置1個(gè)開口方向向下的六邊形諧振環(huán)A, 諧振環(huán)左右兩側(cè)與環(huán)形地板相接構(gòu)成天線Ⅱ; 之后, 在諧振環(huán)A 的內(nèi)部嵌入1個(gè)尺寸較小, 開口方向向上的六邊形諧振環(huán)B構(gòu)成天線Ⅲ.圖2(b)為上述3個(gè)天線單元的|S11|曲線.可以看出, 天線Ⅰ的阻抗帶寬為3.1 GHz～3.32 GHz, 且阻抗匹配較差; 天線Ⅱ在2.8 GHz處產(chǎn)生諧振, 阻抗帶寬為2.72 GHz～3 GHz; 天線Ⅲ分別在2.58 GHz和3.6GHz處產(chǎn)生諧振, 帶寬分別為2.54 GHz～2.65 GHz和3.5 GHz～3.64 GHz, 具有良好的雙頻特性.

圖2 天線單元設(shè)計(jì)過程及S參數(shù)Fig.2 Evolution of antenna element and S parameters

為進(jìn)一步解釋實(shí)現(xiàn)雙頻的原理,圖3給出了天線Ⅲ的電流分布情況.可以看出, 在2.6 GHz和3.6 GHz處, 電流分別集中在諧振環(huán)A和B上(如圖中黑色箭頭所示), 諧振環(huán)左右兩側(cè)的邊分別產(chǎn)生諧振.諧振環(huán)A和B單側(cè)電流路徑長度分別為35.5 mm 和23.5 mm, 與式(1)計(jì)算的2.6 GHz和3.6 GHz對(duì)應(yīng)波長的1/2(35.2 mm和25.4mm)接近, 因此產(chǎn)生雙頻諧振.其波長用下式計(jì)算

圖3 天線Ⅲ電流分布圖Fig.3 Current distribution of antenna III

經(jīng)過分析,諧振環(huán)A的開口大小d4以及諧振環(huán)B的半徑b對(duì)天線Ⅲ的雙頻性能有顯著影響.在分析某一參數(shù)對(duì)天線雙頻性能的影響時(shí), 其他參數(shù)均保持不變.圖4(a)為d4變化時(shí)天線的|S11|曲線.可以看出, 隨著d4的增加, 天線在低頻處的諧振頻率逐漸升高, 高頻處的諧振頻率基本不變.圖4(b)為b變化時(shí)天線的|S11|曲線.可以看出,隨著b的增加, 天線在高頻處的諧振頻率逐漸降低, 低頻處的諧振頻率保持不變.綜合考慮工作頻率和阻抗匹配等因素, 選取d4=4 mm,b=9.8 mm.

圖4 d 4 和b對(duì)反射系數(shù)的影響Fig.4 Impact of d 4 and b on|S 11|

2 天線的解耦原理分析

若將2個(gè)天線Ⅲ單元并排放置, 此時(shí)兩接地板間距為零, 會(huì)產(chǎn)生嚴(yán)重的耦合.為減小耦合, 將2個(gè)單元正交放置, 并在兩單元的環(huán)形地相接處刻蝕2 個(gè)不同長度的矩形縫隙.解耦前后的S參數(shù)如圖5所示.可以看出,|S11|的2個(gè)工作頻段未發(fā)生明顯偏移, 且解耦后阻抗匹配得到明顯改善,|S11|由解耦前的-14.9 dB和-13.4 dB分別提升至-25.7 dB和-29.8 dB.此外, 解耦后,2個(gè)頻段的隔離度得到顯著提升,2.6 GHz和3.6 GHz處的|S21|分別由-11 dB和-22 dB提升至-27.7 dB和-24.2 dB.

圖5 解耦前后的S 參數(shù)Fig.5 S-Parameter before and after decoupling

為進(jìn)一步解釋矩形縫隙的去耦原理, 圖6給出了MIMO天線在2.6 GHz和3.6 GHz刻蝕縫隙前后的電流分布圖, 仿真時(shí)其端口1為激勵(lì)端口, 端口2接50Ω 負(fù)載.可以看出, 沒有刻蝕矩形縫隙時(shí), 端口1的耦合電流經(jīng)環(huán)形地相接處直接耦合到端口2上.刻蝕矩形縫隙后, 矩形縫隙兩側(cè)形成方向相反的電流, 其輻射出的電場方向相反, 相互抵消, 實(shí)現(xiàn)解耦作用.

圖6 天線解耦前后的電流分布圖Fig.6 Current distribution before and after decoupling

3 結(jié)果與討論

為驗(yàn)證設(shè)計(jì)方案的可行性以及仿真結(jié)果的正確性, 對(duì)天線進(jìn)行了加工測試.加工的天線模型如圖7所示, 其S參數(shù)采用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀Agilent N5222A測試得到, 輻射方向圖在微波暗室中測量得到.

圖7 天線的實(shí)物圖Fig.7 Photograph of fabricated prototype

3.1 S 參數(shù)

圖8所示為測量及仿真的S參數(shù).

圖8 天線測試和仿真的S 參數(shù)Fig.8 Measured and simulated S-parameters

可以看出, 仿真的中心頻率分別為2.58 GHz和3.6 GHz, 兩頻點(diǎn)處|S21|分別為-27.7 dB和-24.2 dB, 實(shí)測的中心頻率分別為2.55 GHz和3.55 GHz, 兩頻點(diǎn)處|S21|分別為-30.7 dB 和-23.2 dB.仿真與實(shí)測誤差由加工誤差引起.

3.2 輻射性能分析

圖9為MIMO天線實(shí)測和仿真的歸一化平面輻射方向圖.可以看出, 天線在2.6 GHz時(shí),E面主極化近似為“8”字形,H 面主極化近似為圓形;3.6 GHz時(shí)的E面仍近似為“8”字形, 但H 面主極化略微發(fā)生畸變, 仿真和實(shí)測的結(jié)果較吻合,天線仍具有較好的穩(wěn)定性.天線在2.6 GHz和3.6 GHz時(shí)的峰值增益分別為2.6 dB和3.3 dB,滿足5G無線通信的基本要求.

圖9 MIMO天線的輻射方向圖Fig.9 Radiation pattern of proposed MIMO antenna

3.3 分集特性

包絡(luò)相關(guān)系數(shù)(Envelope Correlation Coefficient,ECC)是衡量MIMO 天線信號(hào)間相關(guān)性的重要指標(biāo),ECC越小, 分集性能越好.工程上可接受的ECC范圍為低于0.5, 本文的ECC用下式來計(jì)算[11]

ECC 的計(jì)算結(jié)果如圖10所示, 可以看出,ECC在2個(gè)工作頻帶內(nèi)均小于0.01, 說明該天線輻射單元間的相關(guān)性較低, 具有良好的分集特性.

圖10 天線的ECCFig.10 ECC of the proposed antenna

表2給出了本文和其他文獻(xiàn)中雙端口MIMO天線的性能比較.表中λ0為天線低頻諧振頻率所對(duì)應(yīng)的自由空間波長.可以看出, 除文獻(xiàn)[5]外,本文天線的尺寸最小, 與文獻(xiàn)[5]的天線相比, 本文天線的隔離度、ECC以及低頻處的增益都有明顯優(yōu)勢.與尺寸相近的文獻(xiàn)[6]中天線相比, 本文天線的增益和隔離度更高.與文獻(xiàn)[4], [8]和[9] 的天線相比, 本文天線尺寸更小,ECC更低.

表2 雙端口MIMO天線的性能比較Tab.2 Performance comparison of dual-port MIMO antennas

4 結(jié) 論

本文設(shè)計(jì)了一種緊湊型高隔離度雙頻MIMO縫隙天線.天線單元采用方環(huán)形地, 在其內(nèi)部放置2個(gè)大小不同, 開口方向相反的正六邊形諧振環(huán)實(shí)現(xiàn)雙頻輻射.將兩天線單元正交放置實(shí)現(xiàn)極化分集, 并在環(huán)形地連接處刻蝕矩形縫隙提升隔離度.仿真和測試結(jié)果表明, 所設(shè)計(jì)天線的帶寬能覆蓋5G的2個(gè)頻段(2.57 GHz～2.62 GHz和3.5 GHz～3.6 GHz), 且2個(gè)頻段的隔離度均優(yōu)于-23.2 dB,ECC小于0.01.該天線綜合性能良好, 可用于5G無線通信系統(tǒng)中.