黃 京,高仕紅，馬紫琬，陳 謙，董岳昆

(湖北民族大學(xué) 智能科學(xué)與工程學(xué)院,湖北 恩施 445000)

現(xiàn)階段用于實(shí)驗(yàn)教學(xué)的調(diào)壓設(shè)備多為機(jī)械式手動(dòng)調(diào)壓電源，且多為自耦變壓器[1].常見的自耦變壓器如TSGC2型三相調(diào)壓器，輸入電壓380 V和輸出電壓0～430 V可調(diào)，該類型變壓器因其結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、成本低、性價(jià)比高而被廣泛應(yīng)用于不需要電氣隔離的場(chǎng)合.機(jī)械式手動(dòng)調(diào)壓電源通過調(diào)節(jié)碳刷位置來改變輸出電壓的大小，然而碳刷長(zhǎng)期使用后會(huì)出現(xiàn)磨損、老化、接觸不良等問題，從而導(dǎo)致輸出三相電壓嚴(yán)重不對(duì)稱.因此，需研究一種新型交流調(diào)壓電源解決上述問題.

現(xiàn)有的交流調(diào)壓電源主要分為晶閘管相控調(diào)壓和交流斬波調(diào)壓兩大類.姜兆慶等[2]對(duì)晶閘管交流調(diào)壓電路進(jìn)行了研究，該控制電路簡(jiǎn)單并且功率容量較大，然而隨著晶閘管導(dǎo)通角增大，電路的功率因數(shù)下降；并且該電路只能工作于降壓模式，輸出電壓范圍受限.Asabin等[3]對(duì)晶閘管調(diào)壓電路的控制算法進(jìn)行了歸納與總結(jié)，但仍未能解決輸出電壓范圍受限這一問題.李玉東等[4]對(duì)斬控式交流調(diào)壓電路進(jìn)行了梳理與總結(jié)，與晶閘管相控調(diào)壓相比交流斬波調(diào)壓功率因數(shù)更高，輸出信號(hào)更接近正弦波，但電路同樣存在輸出電壓范圍受限的問題.彭方正等[5]首次提出了采用Z源變換器解決電壓源變換器和電流源變換器輸出電壓范圍受限這一問題，房緒鵬等[6]將Z源拓?fù)鋺?yīng)用到三相交流調(diào)壓中，實(shí)現(xiàn)了輸出電壓大范圍升降，但調(diào)壓過程中較大的電容電壓應(yīng)力以及輸入電流不連續(xù)等缺點(diǎn)也十分明顯.對(duì)此，房緒鵬等[7]提出采用三相準(zhǔn)Z源變換器能減小電容電壓應(yīng)力，克服輸入電流不連續(xù)的問題，但該變換器能否實(shí)現(xiàn)大范圍調(diào)壓尚未得到驗(yàn)證.

對(duì)此，本文參考電力電子變壓器[8]的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，提出一種隔離式三相全控型電子電力調(diào)壓電源，電力電子變壓器所包含的高頻變壓器使調(diào)壓電源可大功率運(yùn)行，且安全性能更高.本文提出的調(diào)壓電源調(diào)壓過程迅速、輸出電壓波形質(zhì)量高，可輸出0～500 V正弦交流電壓，最大輸出容量為2 kVA.

1 調(diào)壓電源主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)

隔離式調(diào)壓電源主要包括以下5個(gè)部分：三相不控整流、Buck降壓斬波、高頻隔離DC-DC、大范圍降壓放電回路以及三相逆變.輸入三相交流電壓，通過三相不控整流轉(zhuǎn)換為537 V的直流電壓并作為Buck電路的輸入電壓；Buck電路輸出電壓經(jīng)高頻隔離DC-DC升壓斬波后為三相逆變電路提供范圍可調(diào)節(jié)的直流電壓；三相逆變電路將直流電壓逆變?yōu)槿嘭?fù)載所需的正弦交流電壓.調(diào)壓電源主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示.

圖1 調(diào)壓電源主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Main circuit topology of voltage-regulated power supply

調(diào)壓電源具有升壓、降壓2種工作模式.但在降壓模式中大幅度降壓(如500 V降至30 V)時(shí)，降壓后的輸出電壓波形畸變嚴(yán)重，不能滿足負(fù)載用電要求；為此引入放電回路，以確保大范圍降壓模式下負(fù)載對(duì)電能質(zhì)量的要求.

2 主要參數(shù)設(shè)計(jì)

2.1 Buck電路LC參數(shù)設(shè)計(jì)

Buck電路主要參數(shù)如下：輸入電壓Uin=537 V，輸出電壓Uout變化范圍為5～403 V，開關(guān)頻率fs=10 kHz，最小輸出電流記為Imin，紋波電壓Δu為輸出電壓的0.5%，Buck電路在電流連續(xù)模式(current continuous mode,CCM)下工作需滿足最小輸出電流Imin≥IB，其中IB為臨界負(fù)載電流.根據(jù)文獻(xiàn)[9]介紹的方法，Buck電路中L1、C1的計(jì)算公式如下：

L1≥Uin/(8fsImin)，C1≥1/(4π2Lfc2)，

(1)

式中：L1、C1分別為Buck電路的電感和電容，fc為截止頻率.

2.2 逆變電路LC濾波參數(shù)設(shè)計(jì)

根據(jù)文獻(xiàn)[10]所提供的方法，通過傳遞函數(shù)設(shè)計(jì)逆變電路的LC參數(shù).二階LC濾波器的傳遞函數(shù)如下所示：

(2)

式中:s為拉普拉斯算子；ωL為L(zhǎng)C濾波器的截止角頻率;U0(s)為濾波器的輸出電壓;Ui(s)為濾波器的輸入電壓;逆變電路開關(guān)頻率同樣為fs=10 kHz.選擇LC濾波器的截止頻率fL=fs/10，逆變電路的濾波電感與電容計(jì)算式[9]如下:

(3)

式中:I0為負(fù)載上的輸出電流;ω1為輸出基波電壓(f1=50 Hz)角頻率.

由式(3)可得，逆變電路的電感和電容值分別為:L=1 mH，C=60 μF.

表1 調(diào)壓電源主要參數(shù)Tab.1 Main parameters of voltage-regulated power supply

另外，三相不控整流橋與高頻隔離DC-DC升壓斬波電路的電容值根據(jù)紋波電壓要求(Δu≤1%)計(jì)算可得，取C0=3 300 μF，C2=500 μF.其中C0、C2分別為三相不控整流橋的濾波電容及高頻隔離DC-DC升壓斬波電路二次側(cè)的濾波電容.放電回路中的放電電阻由經(jīng)驗(yàn)公式RC≥(3～5)×T/2計(jì)算得到，其中T為放電時(shí)間，取R=50 Ω.

綜上所述，調(diào)壓電源的主要參數(shù)設(shè)計(jì)如表1所示.

3 控制策略設(shè)計(jì)

3.1 Buck電路控制策略

Buck電路在CCM下工作，輸出電壓與占空比成線性關(guān)系，通過對(duì)占空比的控制可線性改變輸出電壓的大小.對(duì)于Buck電路的控制，采用雙閉環(huán)比例積分(proportional integral，PI)控制，控制框如圖2所示.

(a) Buck電路結(jié)構(gòu) (b) Buck電路雙閉環(huán)控制框圖2 Buck雙閉環(huán)控制框Fig.2 Double closed loop control diagram of buck converter

圖2中的Req為等效輸出電阻，該電阻由功率與輸出電壓計(jì)算得到.雙閉環(huán)控制參數(shù)采用小信號(hào)建模來設(shè)計(jì)，Buck電路小信號(hào)模型如下所示[11]:

(4)

根據(jù)經(jīng)典控制理論頻域分析法,Buck電路電壓內(nèi)環(huán)的PI控制參數(shù)為kvp=500、kvi=1.5，電流外環(huán)的PI控制參數(shù)為kip=500、kii=5.

3.2 逆變電路控制策略

為滿足負(fù)載對(duì)電壓質(zhì)量的要求，逆變電路采用基于同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的雙閉環(huán)控制策略.電壓外環(huán)采用PI控制，為電流內(nèi)環(huán)控制提供基準(zhǔn)值.為得到較佳的控制效果和較快的控制速度，選取電容電流[12-14]作為內(nèi)環(huán)控制對(duì)象，并采用比例(proportional，P)控制.逆變電路控制策略框如圖3所示.

(a) 三相逆變電路結(jié)構(gòu) (b) 三相逆變電路雙閉環(huán)控制框圖3 逆變電路控制策略框Fig.3 Control strategy block diagram of inverter circuit

根據(jù)文獻(xiàn)[15]介紹的控制參數(shù)整定方法，對(duì)逆變器控制系統(tǒng)的控制參數(shù)進(jìn)行設(shè)計(jì).具體步驟為：首先整定內(nèi)環(huán)參數(shù)，然后把整個(gè)電容電流內(nèi)環(huán)等效為輸出電壓外環(huán)的一部分,再對(duì)輸出電壓外環(huán)的控制參數(shù)進(jìn)行整定.對(duì)電流內(nèi)環(huán),控制目標(biāo)要求有較強(qiáng)的動(dòng)態(tài)跟隨性能，為此電流內(nèi)環(huán)按典型Ⅰ型系統(tǒng)進(jìn)行參數(shù)整定.對(duì)電壓外環(huán)，要求輸出電壓具有較強(qiáng)的抗擾性能，可將電壓外環(huán)校正成典型Ⅱ型系統(tǒng)進(jìn)行參數(shù)整定.電壓內(nèi)外環(huán)分別對(duì)應(yīng)的典型Ⅰ、Ⅱ型系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖4所示.

(a) 電流內(nèi)環(huán)I型系統(tǒng) (b) 電壓外環(huán)Ⅱ型系統(tǒng)圖4 內(nèi)外環(huán)典型Ⅰ、Ⅱ型系統(tǒng)結(jié)構(gòu)Fig.4 Typical type I and II system structure of inner and outer loop

圖4中的T∑i為電流內(nèi)環(huán)等效時(shí)間常數(shù).

表2 調(diào)壓電源的控制參數(shù)Tab.2 Control parameters of voltage-regulated power supply

根據(jù)典型Ⅰ型系統(tǒng)的“模最佳”整定方法，取系統(tǒng)阻尼比ξ=0.707，由式(5)確定電流內(nèi)環(huán)P調(diào)節(jié)器的控制參數(shù)Kip，

(5)

經(jīng)式(5)計(jì)算，電流內(nèi)環(huán)P調(diào)節(jié)器的控制參數(shù)Kip取為15.

根據(jù)典型Ⅱ型系統(tǒng)整定法，由式(6)確定電壓外環(huán)PI調(diào)節(jié)器的控制參數(shù)Kvp、Kvi:

(6)

其中：h為中頻寬，取h=5;T∑v為電壓外環(huán)等效時(shí)間常數(shù)，取T∑v=100 μs.

經(jīng)式(6)計(jì)算，電壓外環(huán)的PI控制器的控制參數(shù)分別為Kvp=0.5、Kvi=1 000.

綜上所述，調(diào)壓電源的控制參數(shù)如表2所示.

4 調(diào)壓性能評(píng)估

為了驗(yàn)證本文所設(shè)計(jì)的隔離式三相全控型電子電力調(diào)壓電源的升、降壓性能及抗擾性能，在Simulink平臺(tái)中構(gòu)建了調(diào)壓電源的仿真模型，如圖5所示.仿真模型參數(shù)為：輸入電壓220 V，整流電容C0=3 300 μF，Buck電路濾波電感L1=1.5 mH，濾波電容C1=470 μF，高頻隔離DC-DC變壓器變比為1∶2，變壓器二次側(cè)電容C2=500 μF，放電電阻R=50 Ω，逆變電路濾波電感L=1 mH，濾波電容 C =60 μF，輸出負(fù)載為阻性負(fù)載.

圖5 隔離式三相全控型調(diào)壓電源的仿真模型Fig.5 Simulation model of isolated three-phase fully controlled voltage regulator

圖6為隔離式三相全控型調(diào)壓電源的控制系統(tǒng)建模，控制系統(tǒng)仿真參數(shù)設(shè)置如下：Buck電路電流內(nèi)環(huán)kip=500，kii=1.5，電壓外環(huán)kvp=500，kvi=5；三相逆變電路電流內(nèi)環(huán)Kip=15，電壓外環(huán)Kvp=0.5，Kvi=1 000；高頻隔離DC-DC采用移相全橋控制，開關(guān)頻率為10 kHz，滯后橋臂觸發(fā)信號(hào)延遲0.5個(gè)開關(guān)周期.

圖6 隔離式三相全控調(diào)壓電源控制系統(tǒng)Fig.6 Control system of isolated three-phase fully controlled voltage regulator

圖7 升壓模式下的輸出電壓波形Fig.7 Output voltage waveform in boost mode

4.1 升壓性能評(píng)估

在t=0.10 s時(shí)調(diào)壓電源輸出電壓由30 V升至500 V，輸出電壓波形如圖7所示.

由圖7可知，在t=0.10 s升壓瞬間，輸出電壓波形出現(xiàn)短暫的畸變，暫態(tài)過程約為0.05 s.經(jīng)快速傅里葉變換(fast fourier transform，F(xiàn)FT)分析，升壓后電壓的總諧波失真(total harmonic distortion，THD)為0.01%，輸出電壓波形質(zhì)量較好.因此，本文所設(shè)計(jì)的調(diào)壓電源具有良好的升壓穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)性能.

4.2 降壓性能評(píng)估

為驗(yàn)證本文所設(shè)計(jì)的隔離式三相全控型調(diào)壓電源的大幅度降壓性能，在t=0.10 s時(shí)輸出電壓由500 V降至1 V，放電回路投入前、后逆變器直流側(cè)電壓的波形如圖8所示.

(a) 未投入泄放前逆變器輸入側(cè)直流電壓 (b) 投入泄放后逆變器輸入側(cè)直流電壓圖8 放電回路未投入和投入時(shí)逆變器直流側(cè)電壓波形Fig.8 DC side voltage waveform of inverter before and after discharge circuit is conducted

由圖8可知，未投入放電回路時(shí)逆變器直流側(cè)電壓下降緩慢，很長(zhǎng)時(shí)間未達(dá)到給定的直流電壓，且輸出交流電壓波形嚴(yán)重畸變；投入放電回路后直流側(cè)電壓迅速下降到給定值，暫態(tài)經(jīng)歷時(shí)間約為0.022 s.因此，大幅度降壓時(shí)，為滿足負(fù)載所需的電壓及用電質(zhì)量要求，實(shí)時(shí)投入放電回路是必須的.圖9為放電回路投入前后大幅度降壓情形下的輸出電壓波形.

由圖9(b)可知，大幅度降壓后輸出電壓波形畸變嚴(yán)重，輸出電壓波形的THD高達(dá)22.52%，顯然不能滿足負(fù)載用電需求.相同降壓條件下，投入放電回路后的輸出電壓波形如圖9(d)所示，大幅度降壓后輸出電壓波形畸變程度較小.經(jīng)FFT分析，輸出電壓波形的THD僅為3.04%，可滿足負(fù)載的用電質(zhì)量要求(THD不超過5%).因此，大幅度降壓模式下投入放電回路，本文所設(shè)計(jì)的調(diào)壓電源具有較好的降壓穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)性能.

(a) 未投入泄放前輸出電壓降壓波形 (b) 未投入泄放前降壓波形局部放大

(c) 投入泄放后輸出電壓降壓波形 (d) 投入泄放后降壓波形局部放大圖9 放電回路未投入和投入時(shí)輸出電壓波形Fig.9 Output voltage waveform with discharge circuit conduction

4.3 抗擾性能評(píng)估

在調(diào)壓電源實(shí)際應(yīng)用中經(jīng)常會(huì)突加負(fù)載，為評(píng)估負(fù)載突變對(duì)調(diào)壓電源輸出電壓的影響，有必要對(duì)所設(shè)計(jì)的調(diào)壓電源進(jìn)行擾動(dòng)性能評(píng)估.在t=0.10 s調(diào)壓電源突加負(fù)載時(shí)的輸出電壓及電流波形如圖10所示.

(a) 突加負(fù)載時(shí)輸出電壓波形 (b) 突加負(fù)載時(shí)輸出電流波形圖10 負(fù)載變化的輸出電壓及電流波形Fig.10 Output voltage and current waveform when load changes

由圖10可知，調(diào)壓電源t=0.10 s突加負(fù)載時(shí)輸出電壓基本不受影響，維持在輸出電壓的設(shè)定值U0=500 V,且輸出電壓和電流波形基本不發(fā)生畸變，經(jīng)FFT分析，輸出電壓和電流波形的THD均為0.01%.因此，本文所設(shè)計(jì)的調(diào)壓電源具有較強(qiáng)的抗擾性能.

5 結(jié)語

為解決傳統(tǒng)機(jī)械式手動(dòng)調(diào)壓器長(zhǎng)期使用后出現(xiàn)的三相輸出電壓不對(duì)稱問題,提出了一種隔離式三相全控型電子電力調(diào)壓電源.本文對(duì)調(diào)壓電源的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、電路主要參數(shù)及控制系統(tǒng)參數(shù)進(jìn)行了詳細(xì)設(shè)計(jì)，并對(duì)其升降壓性能及抗擾動(dòng)性能進(jìn)行了仿真評(píng)估.根據(jù)仿真分析可得，調(diào)壓電源的調(diào)壓動(dòng)態(tài)響應(yīng)時(shí)間約為0.05 s，同時(shí)能夠輸出給定幅值的對(duì)稱三相交流電壓，并且輸出電壓幅值不隨負(fù)載的變化而變化.因此，本文設(shè)計(jì)的調(diào)壓電源具有較好的動(dòng)穩(wěn)態(tài)調(diào)壓性能及抗擾動(dòng)性能，能有效解決機(jī)械式手動(dòng)調(diào)壓電源因長(zhǎng)期使用后導(dǎo)致的三相輸出電壓不平衡問題，具有一定的實(shí)際應(yīng)用前景.