馬慧圓，霍 冉，李家昌

(1.西安科技大學管理學院，西安 710054；2.西安科技大學電氣與控制工程學院，西安 710054)

0 引言

隨著科技進步，人們對生產(chǎn)效率、生活質量、安全保障有了更高的要求，尤其是在軍事作戰(zhàn)、農(nóng)業(yè)植保、消防救火、警用安防、救援物資運送等方面[1-2]。多旋翼重載無人機憑借操控簡單、可靠性高、勤務性好等優(yōu)勢，將在這些場景中得到更大的發(fā)展和應用，更大負載無人機在軍事及工業(yè)上的需求必將愈發(fā)旺盛。

多旋翼重載無人機在設計上對穩(wěn)定、安全的要求高于消費級飛行器，且傳統(tǒng)的消費級飛行器功率較小，難以實現(xiàn)在大負載場景中的應用。隨著載物質量的逐漸增大，單個電機功率會隨之增大，每個電機所需電流也會增大。

在大電流半導體開關器件中，絕緣柵雙極型晶體管(Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT)雖比金屬-氧化物半導體場效應晶體管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET)使用得更加廣泛，但更多應用于高壓場合。MOSFET以其工作頻率高、并聯(lián)和電壓控制易實現(xiàn)等優(yōu)點，比IGBT更適合于低壓領域[3-5]。MOSFET的導通電阻Ron具有正溫度系數(shù)的特點，由于電流熱效應，流過較大電流的MOSFET結溫會升高，從而使導通電阻增大，導通電流下降，使得MOSFET更適用于并聯(lián)使用。在無人機應用領域中對開關頻率的要求更高，故本文將采用功率MOSFET作為開關器件。

對于大電流系統(tǒng)，單個半導體功率器件已經(jīng)不能滿足大電流的需求，往往需要幾只甚至十幾只半導體功率器件并聯(lián)使用，以降低導通損耗和提高電流輸出能力。然而，多只開關器件的并聯(lián)除了帶來驅動功率增大的問題，更重要的還有均流問題。對于功率半導體器件的并聯(lián)運行，電流不平衡一直是一個重要的問題，它可能導致導通損耗和開關損耗不相等[5]。此外，除了穩(wěn)態(tài)電流不平衡外，不均勻的暫態(tài)電流分布還會進一步導致器件中更高的電流超調量，這可能超出安全工作區(qū)(Safe Operating Area，SOA)[4]。不均衡現(xiàn)象會使并聯(lián)器件產(chǎn)生不對稱的開關速度、導通電壓和電流以及器件損耗，會使最薄弱的并聯(lián)器件因過載而損壞，并危及其他并聯(lián)器件的安全[6-7]。

在并聯(lián)功率半導體器件中，影響電流不平衡的因素如表1所示。在MOSFET器件參數(shù)中，導通電阻(Ron)和柵極閾值電壓(Vth)對并聯(lián)均流性能的影響較為明顯。不同的Ron會導致不相等的穩(wěn)態(tài)電流，而不同的Vth會導致不平衡的暫態(tài)電流。不對稱的電路布局會導致寄生電感不相等，這些寄生電感主要是漏極雜散電感(Ld)、源極雜散電感(Ls)以及柵極雜散電感(Lg)。除了寄生電感外，還有柵極開通電阻(Rg(on))和柵極關斷電阻(Rg(off))的一致性。

在低壓大電流系統(tǒng)應用中，MOSFET的并聯(lián)使用多采取獨立柵極電阻、引入柵極電感、優(yōu)化電路板外圍走線等方法，以降低多器件并聯(lián)電流的不均衡性[8-9]。文獻[10]采用基于獨立驅動的方法提高并聯(lián)均流效果，并針對SiC MOSFET高速開關過程中產(chǎn)生的較高dv/dt問題，提出了一種基于脈沖寬度調制(Pulse Width Modulation, PWM)信號的同步采集方法，有效地提升了驅動系統(tǒng)的魯棒性。文獻[11]提出了串入耦合電感的方式，將多個共用磁芯的耦合線圈串聯(lián)接入各個器件支路，利用磁通約束，實現(xiàn)各支路的電流平衡。文獻[12]提出了一種基于差分電流傳感器檢測的主動均流方法，通過閉環(huán)控制并聯(lián)器件的電流偏差，達到對各個并聯(lián)器件的開關時間的控制，進而實現(xiàn)電流調控。文獻[13]提出了一種基于有源柵極驅動器的電流均衡方法，用于并聯(lián)分立器件。然而，在實際中產(chǎn)生不均流的原因很難避免，常見的均流方法都有一定的局限性，因此，仍需進一步研究更好的均流方法。

為此，本文系統(tǒng)地分析了各個影響因素對并聯(lián)MOSFET的影響，然后對各個影響因素效果進行了數(shù)學分析和仿真測試。結果表明，不同的影響因素可能導致導通暫態(tài)電流、穩(wěn)態(tài)電流不同程度的不平衡。隨之，提出了一種采用柵極串聯(lián)均流電阻聯(lián)合耦合電感的MOSFET并聯(lián)電流均衡方法，通過Multisim仿真分析并對比串聯(lián)均流電阻法和耦合電感法，發(fā)現(xiàn)其導通電流可以達到更好的均衡。

1 影響因素分析

在功率MOSFET的并聯(lián)應用中，并聯(lián)器件之間的均流問題包括靜態(tài)均流和動態(tài)均流。靜態(tài)均流是指流經(jīng)2個開關管的穩(wěn)態(tài)電流達到一致；動態(tài)均流是指流經(jīng)2個開關管的暫態(tài)電流達到一致。而穩(wěn)態(tài)電流是指功率器件在穩(wěn)定導通的工作狀態(tài)下通過的電流，暫態(tài)電流是指功率器件在開通和關斷時的電流。本文通過Multisim軟件搭建雙管并聯(lián)的仿真電路，如圖1所示，分析并聯(lián)功率MOSFET各支路的靜態(tài)和動態(tài)均流問題。

圖1 雙管并聯(lián)均流仿真電路Fig.1 Double pipe parallel current sharing simulation circuit

在仿真電路中，存在2個功率開關器件IRF7769L1TRPBF，兩者并聯(lián)運行。不規(guī)則印制電路板(Printed Circuit Board，PCB)布線引入的漏極、源極和柵極寄生電感為Ld、Ls和Lg。柵極電阻開通電阻為Rg(on)，柵極電阻關斷電阻為Rg(off)，驅動電壓為Vgs。L4、L5為漏極寄生電感，L10、L11為源極寄生電感，L8、L9為柵極寄生電感。V1為母線電壓，C1為母線電容。L1為母線電容的寄生電感，R1為負載電阻。通過驅動芯片IR2127SPBF提供Vgs，脈沖頻率為10kHz。功率MOSFET為電壓型開關器件，只要Vgs>Vth，開關管就會導通，為了使開關管完全導通，一般取Vgs>10V。功率MOSFET開通和關斷速度取決于柵極驅動電流ig對輸入電容Ciss的充放電速度。為了增大驅動器的驅動能力，可通過ZTX651和ZTX751組成圖騰柱結構，增大柵極驅動電流。ig越大，輸入電容充電時間越短，MOSFET中導通電流上升速度越快，MOSFET完全導通時間越短。當所有因素不一致時，動態(tài)和靜態(tài)電流均出現(xiàn)不均流。

1.1 內因分析

1.1.1 導通電阻Ron不同的影響分析

在功率MOSFET的內因參數(shù)中，導通電阻Ron和閾值電壓Vth是影響并聯(lián)均流性能的2個最關鍵的參數(shù)。Ron決定器件之間的穩(wěn)態(tài)電流分布，而Vth則影響瞬態(tài)電流的分配。

假設2個器件的導通電阻分別為Ron1和Ron2。那么，2個器件的電流可以表示為

(1)

(2)

式中，iR為2個器件的輸出電流之和，可以看出，導通電阻小的流過的電流大，定義不均衡電流Δid=|id1-id2|，則

iR=id1+id2

(3)

(4)

(5)

1.1.2 閾值電壓Vth不同的影響分析

當Vth1>Vth2，其他因素完全一致時，Q2打開的速度比Q1快，但關閉的速度比Q1慢。當Vgs2上升到Q2閾值電壓Vth2時，Q2開始打開，id2開始上升，并承受大部分電流，此時Q1并未導通，id1=0A。當Vgs1繼續(xù)增加并達到Q1閾值電壓Vth1時，Q1打開，id1開始上升。但是，在關閉過程中略有不同。維持特定漏極電流的最小柵源電壓定義為Vp。如果減小的Vgs仍然大于Vp，則漏極電流不會下降，而MOSFET的溝道電阻將增加。只有當Vgs持續(xù)降低到低于Vp時， MOSFET才會開始工作在飽和區(qū)，漏極電流將由Vgs決定。Vgs1降低到點Vp1，在該點Q1不能維持其漏極電流，id1開始減少。Vgs2繼續(xù)下降到Vp2，此時Q2不能再維持id2，然后id2開始下降。漏極電流id由飽和區(qū)中的Vgs確定，如式(6)所示

id=gfsVgs-Vth

(6)

這2個MOSFET的跨導gfs1=gfs2和導通電流id1=id2，在關斷前，Vp1>Vp2。因此，id1下降，但負載電流iR保持不變，Q2需要處理更多的電流。因此，在關斷期間，id2在開始下降之前將會出現(xiàn)小幅度上升。

1.2 外因分析

1.2.1 共源雜散電感(Ls)的影響分析

共源雜散電感主要來自于PCB走線。在2個以上的MOSFET并聯(lián)的情況下，很容易增加Ls的不平衡。在瞬變開關時間的飽和區(qū)期間，根據(jù)式(7)、式(8)，Ls通過對Vgs的負反饋效應來影響開關特性。在這種情況下，由于柵源電流ig遠小于id，MOSFET源極電流is被認為與漏極電流id相同。

(7)

(8)

當Ls有差異，其他因素一致時，根據(jù)式(7)和式(8)，在導通瞬態(tài)期間，與具有較小Ls的MOSFET相比，具有較大Ls的MOSFET導通較慢，并且消耗的電流較小。在關斷暫態(tài)過程中，Ls值較大的MOSFET關斷速度較慢，多承受部分電流。

1.2.2 漏極雜散電感(Ld)的影響分析

漏極雜散電感來自于電源接線的雜散電感，包括PCB布線和功率器件封裝的局部電感。根據(jù)基爾霍夫定律可得

(9)

當Ld不同，其他所有因素保持一致時，可得

(10)

(11)

(12)

當Ld有差異，其他因素一致時，根據(jù)式(12)，在導通瞬態(tài)期間，與具有較小Ld的MOSFET相比，具有較大Ld的MOSFET導通較慢，并且消耗的電流較小。在關斷暫態(tài)過程中，關斷時間受Ld影響不大。

1.2.3 柵極雜散電感(Lg)的影響分析

柵極雜散電感來自于驅動器到柵極連線的雜散電感，也包括PCB布線和功率器件封裝的局部電感。根據(jù)基爾霍夫定律可得

(13)

(14)

式中，ig1、ig2分別為2個器件的柵極驅動電流，當Lg不同，其他因素一致時，電流差可表示為

(15)

(16)

當Lg有差異，其他因素一致時，根據(jù)式(15)和式(16)，Lg的影響主要體現(xiàn)在開關暫態(tài)過程中。

1.2.4 柵極開通電阻(Rg(on))和柵極關斷電阻(Rg(off))的影響分析

柵極電阻Rg分為柵極開通電阻(Rg(on))和柵極關斷電阻(Rg(off))，柵極電阻的差異也會導致不平衡電流的產(chǎn)生。根據(jù)基爾霍夫定律可得

(17)

(18)

式中，ig1、ig2分別為2個器件的柵極驅動電流，當Rg不同，其他因素保持一致時，電流差可表示為

(19)

由式(19)可見，柵極開通和關斷電阻的差異也會影響到導通電流的均衡。

2 仿真結果及數(shù)據(jù)處理

本文使用Multisim進行仿真分析，得到的仿真結果如圖2所示，數(shù)據(jù)結果對比分析如圖3所示。

對仿真結果的分析如下：

1)當Ron有差異，其他因素一致時，2個開關管的Vth值幾乎相同;但Ron不同,Q3的Ron比Q2高。在接通瞬變期間，Q2和Q3具有相同的電流。通電后，Q3的電流比Q2低。Q3具有較低的通態(tài)電流，因為它具有較高的Ron。結果表明，Ron的差異對靜態(tài)均流性能有影響，但對動態(tài)均流影響不大。

2)對于Ls較大的MOSFET，導通和關斷過程都變慢。具有較小Ls的MOSFET管先開通且先關斷，開通暫態(tài)過程中承擔大部分電流，在導通過程中減小至相同，在關斷暫態(tài)過程中具有較大Ls的MOSFET管后關斷，多承受部分電流。隨著ΔLs的增加，開關暫態(tài)過程中的電流不平衡也會增加，但當ΔLs不大時，不平衡電流主要出現(xiàn)在開通關斷瞬態(tài)過程中，穩(wěn)態(tài)導通后電流會趨于一致。

3)對于Ld較大的MOSFET，導通過程變慢。具有較小Ld的MOSFET管先開通，開通暫態(tài)過程中承擔大部分電流，在導通過程中減小至相同，在關斷暫態(tài)過程中，同時下降，影響不大。隨著ΔLd的增加，開關暫態(tài)過程中的電流不平衡也會增加，但當ΔLd不大時，不平衡電流主要出現(xiàn)在開通關斷瞬態(tài)過程中，穩(wěn)態(tài)導通后電流會趨于一致。在開關暫態(tài)過程中，除了對電流的影響外，Ld對漏源電壓(VDS)也有很大的影響。在文獻[14]和文獻[15]中已經(jīng)分析了Ld對單個MOSFET在VDS上的影響。結果表明，Ld越大，VDS開通時的壓降越大，關斷時的電壓過沖越大，開通損耗越小，關斷損耗越大。

(a) Ron有差異時的電流仿真結果

圖3 數(shù)據(jù)結果對比圖Fig.3 Comparison diagram of data results

4)柵極雜散電感Lg的差異對均流影響不大。隨著ΔLg的增加，開關暫態(tài)過程中的電流不平衡也會增加，但Δid的差值很小，僅在幾十mA。

5)對于Rg(on)較大的MOSFET，導通和關斷過程都變慢。具有較小Rg(on)的MOSFET管通過的柵極驅動電流ig大，所以先開通且先關斷，開通暫態(tài)過程中承擔大部分電流，若ΔRg(on)不大時，導通電流在穩(wěn)態(tài)過程中減小至相同。對于Rg(off)來說，由于開通時Rg(on)一致，且由于和Rg(off)串聯(lián)的肖特基二極管的單向導電性，所以開通暫態(tài)期間以及穩(wěn)態(tài)期間電流是均衡的。但是在關斷時，肖特基二極管導通，Rg(off)的不同將會引起關斷暫態(tài)期間的電流不均衡。Rg(off)小的會先關斷，Rg(off)大的后關斷且多承受部分電流。隨著ΔRg(on)和ΔRg(off)的增加，導通電流不平衡也會增加，但當ΔRg(on)不大時，不平衡電流主要出現(xiàn)在開通關斷瞬態(tài)過程中，穩(wěn)態(tài)導通后電流會趨于一致。但是要注意若ΔRg(off)過小，關斷過程中會產(chǎn)生關斷振蕩。

3 均流方法分析與仿真

3.1 柵極串聯(lián)均流電阻法

當驅動回路中的Rg、Lg、Vgs、驅動信號這些因素的差值導致不均流時，將使2個柵極回路的柵極電流ig出現(xiàn)差異，這是導致id不均流的主要原因。若在柵極串聯(lián)一個2Ω的均流電阻，柵極不平衡電流Δig會通過均流電阻支路實現(xiàn)ig的平衡，從而達到均流目的。

搭建的柵極串聯(lián)均流電阻仿真電路和驅動信號有差異，其他因素一致時，并聯(lián)的MOSFET的電流輸出結果如圖4所示。

(a) 柵極串聯(lián)均流電阻仿真電路

仿真結果表明：與圖2相比，柵極串入均流電阻后，均流效果得到很大的改善。同樣，當Rg、Lg、Vgs不一致時，通過柵極串入均流電阻后，均流效果得到很大的改善。此外，與圖2相比，整體均流效果得到了明顯的提升，但是對于Ron、Vth、Ls、Ld引起的不均流，該方法并沒有取得好的效果。

3.2 耦合電感法

耦合電感有兩種形式：同向耦合和反向耦合。并聯(lián)均流電路通過耦合電感均流的形式為反向耦合，將反向耦合到公共磁芯上的2個相同匝數(shù)的線圈串聯(lián)成并聯(lián)支路，通過Multisim搭建耦合電感法仿真電路如圖5(a)所示。當電流流入反向耦合線圈時，磁路中的磁通會產(chǎn)生相反的方向；當并聯(lián)MOSFET影響因素一致時，并聯(lián)支路完全對稱，2個并聯(lián)支路中的電流id相等，合成磁通為零。根據(jù)法拉第電磁感應定律，當電路中的影響因素不一致時，并聯(lián)支路產(chǎn)生的不平衡電流將在磁芯中產(chǎn)生磁通，并產(chǎn)生感應電動勢。感應電動勢使并聯(lián)支路的不平衡電流保持在零，從而實現(xiàn)并聯(lián)支路電流的均衡。仿真結果如圖5(b)所示。

(a) 串入耦合電感仿真電路

仿真結果表明：與圖2相比，串入耦合電感后，均流效果得到很大的改善。不論是內因還是外因造成的不均流，該方法都具有良好的改善效果。

3.3 柵極串聯(lián)均流電阻聯(lián)合耦合電感法

由于柵極串聯(lián)均流電阻法對于Ron、Vth、Ls、Ld引起的不均流，并未取得好的效果，故嘗試在耦合電感法的基礎上提出了柵極串聯(lián)均流電阻聯(lián)合耦合電感法，并搭建了仿真電路，如圖6所示。

圖6 柵極串聯(lián)均流電阻聯(lián)合耦合電感法仿真電路Fig.6 Grid series equalizing resistance combined with coupled inductance simulation circuit

定義流經(jīng)并聯(lián)器件不平衡電流的不平衡度為Δδ

(20)

通過搭建仿真電路，得到柵極串聯(lián)均流電阻聯(lián)合耦合電感之后的均流結果，如圖7所示。

仿真結果表明：與圖2相比，柵極串聯(lián)均流電阻聯(lián)合耦合電感后，使得均流效果得到很大改善。針對無論是內因還是外因造成的不均流，該方法都具有極好的效果。為了對比三種方法的均流效果，得出ΔI和均流方法折線圖，如圖8所示。

圖7 仿真結果Fig.7 The simulation results

圖8 ΔI和均流方法折線圖Fig.8 Line chart of current sharing method and ΔI

通過式(20)計算可得，三種方法的不平衡度Δδ結果如表2所示。由圖8可以發(fā)現(xiàn)，柵極串聯(lián)均流電阻聯(lián)合耦合電感法使得不平衡電流更加趨于零。

表2 電流不平衡度

4 實驗驗證

為了測試該方法的可靠性，對所設計的仿真均流電路進行了實驗驗證?？刂齐娐凡捎脝纹瑱CSTM32F103C8T6為驅動板提供PWM脈沖，驅動板連接上焊接的功率MOSFET均流電路，外加示波器、電源模塊構成并聯(lián)均流電路實驗平臺，實驗平臺如圖 9所示。選擇適合于高頻開關的鐵硅鋁磁芯NPS080125，相對磁導率為125，電感系數(shù)為68μH，外徑Dmax=21.08mm，內徑Dmax=12.07mm，高度h=7.11mm。功率MOSFET型號采用IR公司的IRFB4115，2個并聯(lián)器件的功率回路在焊接時布局盡可能均衡對稱。

圖9 并聯(lián)均流電路實驗平臺Fig.9 The experimental platform of parallel current sharing circuit

通過實驗測試，2個功率MOSFET上的漏極電流如圖10所示，導出實驗數(shù)據(jù)關鍵參數(shù)的對比情況如表3、表4所示。無均流措施時，當不平衡電流ΔI達到最大值 ΔImax時，不平衡度Δδ為27.43%;不平衡電流ΔI達到最小值ΔImin時，不平衡度Δδ為7.19%。采用柵極串聯(lián)均流電阻聯(lián)合耦合電感之后，當不平衡電流ΔI達到最大值ΔImax時，不平衡度Δδ為1.46%，不平衡電流ΔI達到最小值ΔImin時，不平衡度Δδ為1.41%?？梢钥闯?，柵極串聯(lián)均流電阻聯(lián)合耦合電感法在雙管并聯(lián)均流上是可行的，但是由于在電路中增加了耦合電感，使得漏極電流的上升時間和下降時間略微增加。

圖10 漏極電流波形Fig.10 Drain current waveform

表3 無均流時參數(shù)結果

表4 柵極串聯(lián)均流電阻聯(lián)合耦合電感法參數(shù)結果

5 結論

基于大功率重載無人機的應用場景，針對功率開關器件由于器件參數(shù)和回路的不對稱而導致的不同程度不均流問題，本文提出了一種新的方法——柵極串聯(lián)均流電阻聯(lián)合耦合電感法。通過仿真和實驗證明了該方法能極大程度地提高靜態(tài)和動態(tài)電流的均衡度，驗證了該方法的有效性和可行性。仿真和實驗結果表明：

1)在MOSFET并聯(lián)的系統(tǒng)中，由于內因和外因的差異導致并聯(lián)MOSFET回路產(chǎn)生不均流問題，而這些因素在實際應用設計中無法避免。

2)相對于無均流、柵極串聯(lián)均流電阻、耦合電感法，對于雙管并聯(lián)的低壓大電流系統(tǒng)，本文方法無論在動態(tài)均流還是靜態(tài)均流中都有非常好的效果，可滿足多旋翼重載無人機的應用場合。

3)在實際應用中對功率要求更高的多器件并聯(lián)回路，可將多個線圈進行耦合,重新設計耦合電感，依據(jù)此方法可在提高電流容量的同時降低各個器件電流的不平衡度。