萬(wàn) 浩，顧村鋒，計(jì)淞耀，靳子凡，段宇文，許 進(jìn)

（1.西北工業(yè)大學(xué)電子信息學(xué)院，陜西 西安 710072；2.上海機(jī)電工程研究所，上海 201109）

0 引 言

毫米波雷達(dá)因其工作頻率較高、天線尺寸較小且測(cè)量精度較高，其應(yīng)用越來(lái)越廣泛，比如導(dǎo)彈制導(dǎo)、安防監(jiān)控等。但毫米波的大氣衰減較為嚴(yán)重，因此，毫米波雷達(dá)需要更高增益的天線以及更大的發(fā)射功率來(lái)實(shí)現(xiàn)遠(yuǎn)距離的探測(cè)。具有高增益意味著波束寬度變窄，單個(gè)高增益天線能夠覆蓋的范圍十分有限，需要多波束天線實(shí)現(xiàn)波束掃描，從而達(dá)到更大的覆蓋范圍［1］。如今多波束子系統(tǒng)可以通過(guò)微帶、基片集成波導(dǎo)（substrate integrated waveguide，SIW）、共面波導(dǎo)等多種方式實(shí)現(xiàn)［2］。然而微帶傳輸線在毫米波頻段損耗較大、傳統(tǒng)介質(zhì)波導(dǎo)體積較大且不易集成等問(wèn)題限制了多波束子系統(tǒng)在毫米波中的應(yīng)用，嚴(yán)重影響了多波束天線小型化、寬帶化和集成化發(fā)展。

銅基微同軸線由于其獨(dú)特的結(jié)構(gòu)，在寬頻帶內(nèi)具有損耗低、色散效應(yīng)弱（橫電磁波傳播）、線間隔離度高以及功率上限高（全金屬結(jié)構(gòu)）等優(yōu)點(diǎn)［3］，能夠滿(mǎn)足高集成度、高效率、低損耗、寬波束掃描范圍的多波束天線的工藝需求。圖1為銅基微同軸線的三維視圖及橫截面示意圖，主要包括矩形金屬內(nèi)導(dǎo)體、與內(nèi)導(dǎo)體平行的矩形金屬外導(dǎo)體、犧牲層釋放的通孔以及解決內(nèi)導(dǎo)體懸空問(wèn)題的介質(zhì)支撐條［4］。本文選用的銅基微同軸由九層金屬層構(gòu)成，其中1~4、6~9層的厚度為100 μm，第5層金屬的厚度為60 μm，外導(dǎo)體釋放孔的尺寸為200 μm×200 μm×200 μm，排布周期約為700 μm，介質(zhì)支撐條的介電常數(shù)εr為2.85，損耗角正切tanδ為0.045，寬度為100 μm，厚度hd為18μm，排布周期也為700 μm。

圖1 銅基微同軸三維視圖及橫截面示意圖Fig.1 3-D view and cross-sectional view of copper based micro coaxial

本文采用銅基微同軸工藝設(shè)計(jì)寬帶化低損耗的正交耦合器、移相器以及交叉結(jié)3個(gè)基本單元來(lái)實(shí)現(xiàn)Butler矩陣饋電網(wǎng)絡(luò)，結(jié)合Vivaldi天線設(shè)計(jì)1×4天線陣列。利用銅基微同軸-倒裝芯片封裝技術(shù)，實(shí)現(xiàn)銅基微同軸與有源芯片的異構(gòu)集成，最終仿真設(shè)計(jì)出Ka波段Butler矩陣饋電且波束可切換的1×4多波束天線子系統(tǒng)，解決了多波束系統(tǒng)在毫米波頻段高損耗、窄帶寬以及低集成度的問(wèn)題。

1 多波束天線簡(jiǎn)介

Butler矩陣是具有多個(gè)輸入和輸出端口的網(wǎng)絡(luò)，一個(gè)N×N的矩陣對(duì)輸入端口之一施加信號(hào)，被均分為1/N后從輸出端口輸出。各個(gè)輸出端口之間輸出信號(hào)的最終相位偏移是恒定的，并且取決于輸入端口的選擇。圖2為基于Butler矩陣饋電的多波束天線示意圖，其中4×4 Butler矩陣是最常見(jiàn)的Butler矩陣，相鄰端口之間可以實(shí)現(xiàn)±45°、±135°的相位差［5］。

圖2 基于Butler矩陣的多波束天線Fig.2 Multi-beam antenna based on Butler matrix

在多波束天線網(wǎng)絡(luò)中，天線陣波束指向可以通過(guò)相鄰端口間的相位差來(lái)改變。圖3為N元直線陣示意圖，圖中，I1~IN為方向圖主瓣偏移角度為θ的N個(gè)天線單元，d為相鄰天線單元之間的距離。相鄰天線單元之間的波程差為d×sinθ，則波程時(shí)延的計(jì)算式為

圖3 N元直線陣Fig.3 N-element linear array

式中：c為真空中的光速。假設(shè)天線工作頻率為f，相鄰天線單元之間相位差為ψ，由c=λf可知，ψ=2πf×τ=ω×τ，由此可以得出天線陣波束指向θ與相鄰端口間的相位差ψ的關(guān)系式為

在實(shí)際應(yīng)用中，Butler的輸入端口外接開(kāi)關(guān)芯片，實(shí)現(xiàn)輸入端口的切換，輸出端口給天線陣饋電，從而通過(guò)開(kāi)關(guān)的切換獲得不同的相位差，實(shí)現(xiàn)天線波束的偏轉(zhuǎn)，擴(kuò)大波束的覆蓋范圍，完成波束掃描。

2 1×4多波束天線

4×4 Butler矩陣由4個(gè)正交耦合器、2個(gè)45°移相器以及2個(gè)交叉結(jié)構(gòu)成。設(shè)計(jì)寬帶Butler矩陣，需要實(shí)現(xiàn)上述3種器件的寬帶化。

2.1 正交耦合器設(shè)計(jì)

由于二分支線正交耦合器需要有四分之一波長(zhǎng)，所以其帶寬會(huì)被限制在10%~20%［6］。使用多節(jié)級(jí)聯(lián)是最常用的提高帶寬的方法，但多節(jié)級(jí)聯(lián)耦合器分支線的并聯(lián)臂的阻抗過(guò)小，使用銅基微同軸線實(shí)現(xiàn)的難度比較大。綜合考慮后，選擇在二分支線耦合器的基礎(chǔ)上加載短路枝節(jié)的方法實(shí)現(xiàn)寬帶特性［7］。

短路枝節(jié)加載的分支線耦合器在HFSS中進(jìn)行仿真建模，主要工作為特定阻抗的傳輸線以及接地短路傳輸線的實(shí)現(xiàn)。圖4為28~35 GHz寬帶分支線耦合器HFSS模型，圖5為銅基微同軸線28~35 GHz寬帶分支線耦合器仿真結(jié)果。在頻帶內(nèi)，回波損耗優(yōu)于20 dB，隔離端口輸出小于-20 dB，兩個(gè)輸出端口|S21|、|S31|的輸出幅度為-3.26 dB，且不平衡度小于0.16 dB，兩個(gè)輸出端口相位正交，相位誤差小于0.8°。綜上所述，分支線耦合器在寬頻帶內(nèi)的回波和隔離特性很好，而且輸出端口的幅度和相位的不平衡度都很小。

圖4 28~35 GHz寬帶分支線耦合器HFSS模型Fig.4 HFSS model of 28~35 GHz broadband branch line coupler

圖5 28~35 GHz寬帶分支線耦合器仿真結(jié)果Fig.5 Simulation Results of 28~35 GHz Broadband Branch Line Coupler

2.2 交叉結(jié)設(shè)計(jì)

Butler矩陣兩級(jí)正交耦合器之間需要連接交叉結(jié)，第一級(jí)正交耦合器輸出等幅正交的信號(hào)通過(guò)交叉結(jié)向下一級(jí)正交耦合器輸入，從而實(shí)現(xiàn)4個(gè)端口的輸出。寬帶交叉結(jié)可以通過(guò)級(jí)聯(lián)兩個(gè)寬帶正交耦合器實(shí)現(xiàn)［8］，其中一個(gè)輸出端口的兩組信號(hào)相位相反，互相抵消，所以信號(hào)只從疊加信號(hào)的輸出端口輸出。這樣的特性滿(mǎn)足了交叉結(jié)的功能需求，因此利用這種寬帶正交耦合器級(jí)聯(lián)來(lái)實(shí)現(xiàn)所需要的寬帶交叉結(jié)。圖6為銅基微同軸28~35 GHz寬帶交叉結(jié)的HFSS模型，圖7為交叉結(jié)HFSS建模仿真結(jié)果。在28~35 GHz內(nèi)，回波損耗均優(yōu)于17.8 dB，|S31|在頻段內(nèi)為-0.24~-0.40 dB。隔離端口2的隔離度優(yōu)于32.30 dB，隔離端口4的隔離度優(yōu)于17.55 dB。

圖6 28~35 GHz寬帶交叉結(jié)的HFSS模型Fig.6 HFSS Model of 28~35 GHz Broadband Crossover

圖7 28~35 GHz寬帶交叉結(jié)仿真結(jié)果Fig.7 Simulation Results of 28~35 GHz Broadband Crossover

2.3 移相器設(shè)計(jì)

根據(jù)Butler矩陣的組成原理，在兩級(jí)正交耦合器的中間需要一個(gè)寬帶45°移相器，第二級(jí)耦合器與輸出端口之間還需要一個(gè)0°移相器。加載U形耦合線，可以在線性直線上疊加正弦變化的曲線改變其相位特性［9］，當(dāng)兩者近似平行并且正弦曲線處于幅度最小時(shí)，可實(shí)現(xiàn)寬帶相移。在移相器的設(shè)計(jì)中，參考線通過(guò)彎折以實(shí)現(xiàn)更小的尺寸，但電流會(huì)因?yàn)檫^(guò)多彎曲而產(chǎn)生積累，造成參考線的損耗變大。根據(jù)文獻(xiàn)［10］，可通過(guò)對(duì)直角彎進(jìn)行切割補(bǔ)償，改善電流因內(nèi)導(dǎo)體彎曲而不連續(xù)的現(xiàn)象。

圖8為45°移相器的HFSS模型，該模型與0°移相器的模型區(qū)別在于參考線的長(zhǎng)度。圖9給出了45°移相器和0°移相器的HFSS模型仿真結(jié)果。在28~35 GHz的頻帶內(nèi)，45°移相器參考線相對(duì)于交叉結(jié)輸出端口的相位差ψ=45°±1.34°，參考線的插入損耗優(yōu)于0.261 2 dB；0°移相器參考線相對(duì)于交叉結(jié)輸出端口的相位差ψ=0°±2.07°，參考線的插入損耗優(yōu)于0.256 5 dB。

圖8 寬帶移相器HFSS模型Fig.8 HFSS Model of Broadband Phase Shifter

圖9 寬帶移相器仿真結(jié)果Fig.9 Simulation Results of Broadband Phase Shifter

Vivaldi天線具有工作頻帶寬、增益高、方向性好、副瓣電平低、結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單等優(yōu)點(diǎn)。本文用到的Vivaldi天線結(jié)構(gòu)使用同軸線直接饋電，同軸饋線末端連接天線的金屬結(jié)構(gòu)一側(cè)的開(kāi)路腔與槽線的起始端相連［11］。銅基微同軸饋電后，電磁能量沿著槽線向自由空間輻射，根據(jù)漸變方程變化的槽線約束電磁能量，使其具有較強(qiáng)的方向性，從而使整個(gè)Vivaldi天線表現(xiàn)出良好的端射特性。其漸變槽線可用下面的參數(shù)方程表示：

式中：a、b分別是槽線的寬度和長(zhǎng)度；槽線在x方向上和y方向上的漸變分別由x（t）和y（t）控制，其中0≤t≤π/2。當(dāng)n=4時(shí)，Vivaldi天線的結(jié)構(gòu)如圖10所示。金屬上的鋸齒狀凹槽可以改善天線的電壓駐波比。圖10還給出了天線的E面、H面方向圖。從E面、H面方向圖可以看出，天線主波束的最大增益為11.39 dBi，其半功率波束寬度為64°，副瓣電平為－10.52 dBi。

圖10 Vivaldi天線結(jié)構(gòu)示意圖及其E面、H面方向圖Fig.10 Vivaldi antenna structure diagram and its E-plane and H-plane patterns

使用上述寬帶分支線耦合器、寬帶交叉結(jié)以及寬帶移相器按照4×4 Butler矩陣的設(shè)計(jì)準(zhǔn)則組成了28~35 GHz寬帶Butler矩陣，Butler矩陣饋電網(wǎng)絡(luò)為1×4的寬帶Vivaldi天線線陣饋電，組成Ka波段1×4多波束天線。圖11為銅基微同軸線1×4多波束天線，圖12為不同頻率下1×4多波束天線方向圖。波束最大覆蓋范圍可達(dá)±32°，相鄰天線的相位差為45°時(shí)，最大天線增益為14.47 dBi，相鄰天線的相位差為135°時(shí)，最大天線增益為11.91 dBi。由于波束偏移，天線陣的最大增益比理想的寬帶Vivaldi 1×4天線陣的增益低2.92 dB，而且偏移的角度越大，天線增益逐漸下降。

圖11 基于銅基微同軸線1×4多波束天線Fig.11 1×4 multi-beam antenna based on copper micro coaxial line

圖12 多波束天線E面方向圖Fig.12 Multi-beam antenna E-plane pattern

3 Ka波段1×4多波束天線子系統(tǒng)設(shè)計(jì)

射頻系統(tǒng)中放大器芯片可以放大信號(hào)功率，在Butler矩陣輸出端口與天線饋電端口之間集成放大器芯片，可以提高天線的增益；開(kāi)關(guān)芯片可以選擇不同的通路實(shí)現(xiàn)多波束陣列的波數(shù)切換，在銅基微同軸Butler饋電的1×4多波束天線的基礎(chǔ)上集成放大器芯片與開(kāi)關(guān)芯片，可以實(shí)現(xiàn)多波束天線子系統(tǒng)。

銅基微同軸具有異構(gòu)集成的能力，Ralston P提出了一種利用液態(tài)金屬倒裝芯片實(shí)現(xiàn)銅基微同軸線與砷化鎵MMIC有源芯片互聯(lián)的方法［12］。本文使用MACOM公司的MAAL-011111低噪聲放大芯片，圖13為銅基微同軸線與放大器芯片集成互連結(jié)構(gòu)及仿真結(jié)果，工作頻率22~38 GHz，覆蓋上節(jié)設(shè)計(jì)的Butler矩陣的工作頻段，利用該互連結(jié)構(gòu)對(duì)銅基微同軸線與低噪聲放大器芯片集成后，回波損耗在工作頻帶內(nèi)優(yōu)于8.90 dB，增益可達(dá)18.5 dB。根據(jù)切換4×4 Butler輸入端口的需求，本文選擇MACOM公司的MASW-011087高功率、低損耗、高隔離的單刀四擲開(kāi)關(guān)芯片，該芯片工作頻率為14~38 GHz。使用銅基微同軸線連接芯片的輸入和4個(gè)輸出端口，并通過(guò)4個(gè)直流輸入端為開(kāi)關(guān)芯片提供直流偏置，芯片倒裝在支撐體與銅基微同軸線穩(wěn)定互連，利用開(kāi)關(guān)芯片的特性實(shí)現(xiàn)輸入端口的切換。圖14為銅基微同軸線與開(kāi)關(guān)芯片集成互連結(jié)構(gòu)及其仿真結(jié)果，利用該互連結(jié)構(gòu)對(duì)銅基微同軸線與開(kāi)關(guān)芯片集成后，導(dǎo)通通路的回波損耗在24~37 GHz的工作頻帶內(nèi)優(yōu)于20 dB，插入損耗在頻帶內(nèi)低于0.9 dB，截止通路的隔離在工作頻帶內(nèi)高于32 dB。

圖13 銅基微同軸線與放大器芯片集成互連結(jié)構(gòu)及仿真結(jié)果Fig.13 Integrated interconnection structure of copper based micro coaxial line and amplifier chip and its simulation result

圖14 銅基微同軸線與開(kāi)關(guān)芯片集成互連結(jié)構(gòu)及仿真結(jié)果Fig.14 Integrated interconnection structure of copper based micro coaxial line and switch chip and its simulation result

圖15為Ka波段多波束天線子系統(tǒng)。Butler矩陣的輸入端口集成開(kāi)關(guān)芯片，控制信號(hào)饋入不同輸入端口，實(shí)現(xiàn)波束切換，Butler矩陣的輸出端口與天線之間集成放大器芯片，提高天線的發(fā)射功率，實(shí)現(xiàn)多波束天線發(fā)射微系統(tǒng)。圖16給出銅基微同軸線多波束天線子系統(tǒng)的仿真結(jié)果，開(kāi)關(guān)芯片切換不同端口輸入。從圖中可以看出：在28~35 GHz的頻段內(nèi)，回波損耗優(yōu)于13.7 dB。各端口饋電時(shí)的幅度特性：開(kāi)關(guān)芯片選擇1、4端口導(dǎo)通，輸出幅度為11.73 dB±0.75 dB；開(kāi)關(guān)芯片選擇1、4端口導(dǎo)通，輸出幅度為11.51 dB±0.82 dB；集成放大器后輸出幅度提高18.3 dB。在28~35 GHz的頻段內(nèi)，各端口分別饋電時(shí)，相位不平衡度在±7.3°以?xún)?nèi)。

圖15 Ka波段多波束天線子系統(tǒng)示意圖Fig.15 Schematic diagram of Ka band multi-beam antenna subsystem

圖16 Ka波段多波束天線子系統(tǒng)仿真結(jié)果Fig.16 Simulation results of Ka band multi-beam antenna subsystem

4 結(jié)束語(yǔ)

本文基于4×4 Butler矩陣以及多波束天線理論提出了Ka波段多波束天線子系統(tǒng)設(shè)計(jì)方法，不僅能夠解決毫米波在自由空間中高損耗和信號(hào)干擾的問(wèn)題，而且通過(guò)波束掃描實(shí)現(xiàn)了更大的波束覆蓋范圍。采用的新型銅基微同軸線工藝不僅解決了傳統(tǒng)傳輸線在毫米波頻段損耗大的問(wèn)題，還結(jié)合自身準(zhǔn)平面、自封裝、易互連集成的特點(diǎn)實(shí)現(xiàn)了更緊湊的多波束天線子系統(tǒng)，能夠滿(mǎn)足5G毫米波頻段通信系統(tǒng)的實(shí)際應(yīng)用需求。