亚洲免费av电影一区二区三区,日韩爱爱视频,51精品视频一区二区三区,91视频爱爱,日韩欧美在线播放视频,中文字幕少妇AV,亚洲电影中文字幕,久久久久亚洲av成人网址,久久综合视频网站,国产在线不卡免费播放

        ?

        基于擾動電壓定向的自適應(yīng)電流源侵入式序阻抗測量

        2022-12-22 11:49:16楊文莉馬俊鵬孫瑞婷王順亮趙靜波劉天琪
        電力自動化設(shè)備 2022年12期
        關(guān)鍵詞:控制策略測量策略

        楊文莉,馬俊鵬,孫瑞婷,王順亮,趙靜波,劉天琪

        (1. 四川大學(xué) 電氣工程學(xué)院,四川 成都 610065;2. 國網(wǎng)江蘇省電力有限公司電力科學(xué)研究院,江蘇 南京 211103)

        0 引言

        在碳達(dá)峰、碳中和國家戰(zhàn)略目標(biāo)下,清潔能源的開發(fā)與利用進(jìn)一步加速,傳統(tǒng)電力系統(tǒng)正向著高比例新能源發(fā)電和高比例電力電子設(shè)備(“雙高”)方向發(fā)展,寬頻振蕩現(xiàn)象隨之產(chǎn)生[1?4]。阻抗分析法是分析寬頻振蕩現(xiàn)象的重要工具[5?6]。由于系統(tǒng)內(nèi)部參數(shù)的不確定性和系統(tǒng)拓?fù)涞臅r(shí)變特性,獲取系統(tǒng)輸入/輸出阻抗的數(shù)學(xué)解析式十分困難。近年來變流器輸出阻抗的實(shí)測評估得到國內(nèi)外學(xué)者的關(guān)注。

        阻抗測量方法分為非侵入式測量[7?11]和侵入式測量[12?17]。非侵入式測量指通過提取待測系統(tǒng)固有背景諧波計(jì)算系統(tǒng)阻抗值;侵入式測量則是通過擾動注入電路向待測系統(tǒng)疊加擾動,并對電壓、電流響應(yīng)進(jìn)行快速傅里葉變換分析,計(jì)算系統(tǒng)諧波阻抗。根據(jù)擾動注入方式的不同,侵入式測量法又進(jìn)一步劃分為串聯(lián)注入電壓法和并聯(lián)注入電流法。并聯(lián)注入電流法結(jié)構(gòu)簡潔,即插即用性強(qiáng),因此本文選取并聯(lián)注入電流法進(jìn)行電網(wǎng)和逆變器阻抗測量。

        變流器阻抗幅值、相角在不同頻率處均表現(xiàn)出不同特性[18?20],采用串聯(lián)注入電壓法進(jìn)行寬頻阻抗測量時(shí),若待測系統(tǒng)阻抗極?。ù?lián)諧振點(diǎn)),則擾動電流將過大,采用并聯(lián)注入電流法進(jìn)行寬頻阻抗測量時(shí),若待測系統(tǒng)阻抗極大(并聯(lián)諧振點(diǎn)),則擾動電壓將過大。不論是擾動電壓還是擾動電流過大,一方面會破壞待測系統(tǒng)穩(wěn)定性,另一方面會導(dǎo)致擾動注入電路因輸出功率過大而調(diào)制飽和。為安全精確地測量待測系統(tǒng)寬頻阻抗,須對擾動能量進(jìn)行自適應(yīng)調(diào)整。

        傳統(tǒng)掃頻法大多采用等間隔掃頻,即以固定步長改變注入擾動電壓/電流頻率,以獲取不同頻率處的阻抗值。為縮短測量時(shí)間,大量研究開始采用Chirp、多正弦信號[12]等寬頻信號實(shí)現(xiàn)一次注入掃頻,然而這2 類方法均未考慮待測系統(tǒng)諧振點(diǎn)對掃頻的影響。文獻(xiàn)[13]提出采用二叉樹法自適應(yīng)調(diào)整頻率步長,阻抗變化率越小,步長越大,該方法雖縮短了測量時(shí)間,但待測系統(tǒng)固有諧振點(diǎn)對掃頻的影響并未消除。文獻(xiàn)[14]采用級聯(lián)H橋作為擾動注入電路,深入探討了H 橋直流電壓不平衡機(jī)理及平衡控制方法,對擾動變量僅進(jìn)行開環(huán)控制,當(dāng)待測系統(tǒng)諧振點(diǎn)位于測量頻段內(nèi)時(shí),待測系統(tǒng)穩(wěn)定性極易被破壞,H 橋平衡控制策略將因輸出功率過大而失效,因此該方法僅適用于簡單阻抗網(wǎng)絡(luò)測量。文獻(xiàn)[15]通過蝶形擾動電路向待測系統(tǒng)注入Chirp 擾動信號來測量鐵路牽引供電系統(tǒng)阻抗值,Chirp 信號包含豐富的諧波,且各諧波分量幅值一致,雖在一定程度上提高了測量精度,同時(shí)也增大了待測系統(tǒng)在測量過程中的潛在失穩(wěn)風(fēng)險(xiǎn)。文獻(xiàn)[16]對擾動信號進(jìn)行閉環(huán)幅值控制,維持?jǐn)_動信號幅值在全測量頻段內(nèi)恒定,然而當(dāng)擾動信號頻率接近甚至等于待測系統(tǒng)串聯(lián)諧振頻率時(shí),待測系統(tǒng)將失穩(wěn),掃頻將被迫中止。文獻(xiàn)[17]提出在阻抗測量過程中,需規(guī)避系統(tǒng)諧振點(diǎn),在待測系統(tǒng)諧振點(diǎn)附近的頻段不進(jìn)行掃頻操作,然而在實(shí)際測量過程中,待測系統(tǒng)諧振頻率未知,難以人為預(yù)先規(guī)避。

        針對并網(wǎng)變流器寬頻阻抗特性復(fù)雜、待測系統(tǒng)諧振點(diǎn)難以預(yù)測的特點(diǎn),本文提出了一種基于擾動電壓定向的自適應(yīng)電流源侵入式序阻抗測量方法,根據(jù)待測系統(tǒng)特性自適應(yīng)調(diào)整擾動電流強(qiáng)度,進(jìn)而自適應(yīng)調(diào)整阻抗測量裝置輸出功率,兼顧待測系統(tǒng)穩(wěn)定性的同時(shí),提高阻抗測量精度。最后,通過仿真和半實(shí)物實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所提算法的正確性和有效性。

        1 電流源侵入式序阻抗測量裝置系統(tǒng)描述

        1.1 擾動注入單元

        阻抗測量裝置由擾動注入單元、信號處理單元和阻抗擬合單元構(gòu)成,其中擾動注入單元是阻抗測量裝置的核心。圖1(a)為電流源侵入式阻抗測量裝置及待測系統(tǒng)整體結(jié)構(gòu)示意圖。圖中:PMSG 為永磁同步電機(jī);zg為電網(wǎng)阻抗;ug為電網(wǎng)電壓;upcc為T1低壓側(cè)電壓;ipcc1為逆變側(cè)輸出電流;ipcc2為流過zg的電流。待測系統(tǒng)為風(fēng)機(jī)并網(wǎng)系統(tǒng),并網(wǎng)逆變器經(jīng)升壓變壓器T1接入電網(wǎng)。加入測量裝置前,待測系統(tǒng)公共耦合點(diǎn)PCC(Point of Common Coupling)處的電壓、電流穩(wěn)態(tài)值分別為Ugpcc、Igpcc。為了降低阻抗測量裝置電壓等級,測量點(diǎn)放置于T1的690 V 低壓側(cè)。圖1(b)為擾動注入單元的電路結(jié)構(gòu),擾動注入單元由不控整流電路、雙向DC-DC電路和帶LC濾波器的三相逆變器構(gòu)成。圖中:C1為不控整流電路輸出端口的濾波電容;uin為C1上的電壓;C2為雙向DC-DC電路輸出端口的濾波電容;udc為C2上的電壓;Lf為逆變電路輸出端口濾波電感;Cf為逆變器電路輸出濾波電容;iL為流過Lf的三相電流;idis為擾動注入電路產(chǎn)生的三相擾動電流。

        圖1 電流源侵入式序阻抗測量裝置整體結(jié)構(gòu)示意圖Fig.1 Schematic diagram of overall structure of current source intrusive sequence impedance measurement device

        注入擾動電流時(shí),必須保證并網(wǎng)逆變器穩(wěn)態(tài)工作點(diǎn)不變,故需要保證待測系統(tǒng)中的基波分量不流入擾動注入電路。因此,擾動注入電路的控制目標(biāo)分為2 個(gè)部分:①輸出設(shè)定幅值、頻率、初始相角的擾動電流;②保證阻抗測量裝置的加入不改變待測系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)運(yùn)行點(diǎn)。

        1.2 控制策略

        通過不控整流電路給雙向DC-DC 電路供電,其輸入電壓為uin,雙向DC-DC 電路采用定電壓控制,為逆變電路直流側(cè)提供恒定的直流電壓udc。雙向DC-DC電路及其控制框圖見附錄A圖A1。

        圖2(a)為擾動注入單元電路中逆變器總體控制框圖,基波控制器用于保持待測系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)工作點(diǎn)不變,擾動控制器用于控制所注入的諧波電流。圖中:vg為基波控制器產(chǎn)生的參考電壓;vh為擾動控制器產(chǎn)生的參考電壓;v為逆變器控制器輸出的雙頻參考電壓。圖2(b)為基波控制器控制框圖,采用基于電網(wǎng)電壓定向的恒流控制策略。圖中:GN1(s)表示中心頻率為擾動信號頻率fh的陷波器傳遞函數(shù);ig為iL中的基頻分量;為upcc中的基頻分量;igd、igq分別為ig的d、q軸分量;θg為的相角;vgd、vgq分別為vg的d、q軸分量;PLL 為鎖相環(huán);PI為比例積分控制器。為了實(shí)現(xiàn)待測系統(tǒng)與測量裝置之間無基波電流交互,基波電流參考值的d、q軸分量分別為:

        圖2(c)為擾動控制器控制框圖,采用恒流控制策略。圖中:GN2(s)表示中心頻率為基波頻率fg的陷波器傳遞函數(shù);ih為iL中的擾動電流分量;ihd、ihq分別為ih的d、q軸分量;θh為ih的相角,θh=2πfh;vhd、vhq分別為vh的d、q軸分量。擾動電流幅值進(jìn)行閉環(huán)控制,其參考值的d、q軸分量分別為:

        圖2 逆變器控制框圖Fig.2 Control block diagram of inverter

        式中:Im0為擾動電流幅值參考。

        穩(wěn)態(tài)時(shí),vh與待測系統(tǒng)諧波阻抗相關(guān),vg=Ugpcc。由于udc大小恒定,當(dāng)待測系統(tǒng)阻抗值超過臨界阻抗值zc時(shí),仍然輸出幅值為Im0的擾動電流會導(dǎo)致調(diào)制飽和,即v的幅值超過0.5udc,此時(shí)基波控制器和擾動控制器均會失穩(wěn),影響阻抗測量的同時(shí)也會嚴(yán)重干擾待測系統(tǒng)的穩(wěn)定性。為了測量寬頻段阻抗,在擾動控制器中引入抗飽和策略,自適應(yīng)調(diào)整輸出擾動電流的強(qiáng)度。

        積分器是誘發(fā)調(diào)制飽和的主要原因。當(dāng)進(jìn)行寬頻阻抗測量時(shí),傳統(tǒng)帶積分抗飽和的PI 控制器控制參數(shù)難以整定,因此實(shí)際應(yīng)用中往往通過反復(fù)實(shí)驗(yàn)確定限幅值及抗飽和系數(shù)[21]。然而,當(dāng)參數(shù)選取不合理時(shí),無法規(guī)避過調(diào)制,甚至?xí)?dǎo)致系統(tǒng)失穩(wěn),抗飽和策略的參數(shù)整定問題亟待解決。

        2 基于擾動電壓定向的擾動電流自適應(yīng)控制策略

        2.1 控制框圖

        由于待測系統(tǒng)阻抗相角的不確定性,d、q軸積分器的輸出電壓難以預(yù)測,因而無法選取合適的限幅值。為解決該問題,提出基于擾動電壓定向的擾動電流自適應(yīng)控制策略,使得d軸PI 控制器輸出的電壓為擾動電壓vh的幅值,q軸PI控制器的輸出電壓為0。圖3 給出了基于擾動電壓定向的擾動電流自適應(yīng)控制策略框圖。圖中:Δim為擾動電流幅值參考的修正量;Kaw為抗飽和系數(shù);i'm為修正后的擾動電流幅值參考;u'm為擾動電壓幅值經(jīng)限幅環(huán)節(jié)后的輸出值。

        圖3 基于擾動電壓定向的擾動電流自適應(yīng)控制策略Fig.3 Disturbance current adaptive control strategy based on disturbance voltage orientation

        具體實(shí)現(xiàn)方式為將vhq與其參考值(=0)作比較得到擾動電流參考值的q軸分量。

        同時(shí),通過式(3)得到擾動電流參考值d軸分量,保證輸出恒定幅值的擾動電流。

        在采用基于擾動電壓定向的擾動電流自適應(yīng)控制策略后,只需對d軸積分器進(jìn)行抗飽和處理即可避免過調(diào)制,降低了抗飽和積分器設(shè)計(jì)難度??癸柡头e分器本質(zhì)上是改變PI 控制器輸入信號的參考值,因此,本文在基于擾動電壓定向的恒流控制策略基礎(chǔ)上,提出一種新型抗飽和策略,如圖3 所示。通過檢測逆變器輸出擾動電壓幅值vhd,對擾動電流初始設(shè)定幅值Im0進(jìn)行自適應(yīng)調(diào)整。當(dāng)逆變器輸出電壓幅值um小于等于限幅值Ums時(shí),抗飽和策略不起作用,Im0不變;當(dāng)um大于Ums時(shí),在Im0中疊加Δim,見式(4)和式(5)。

        式中:Kaw為抗飽和系數(shù)。

        通過調(diào)整擾動電流幅值大小,既可以避免阻抗測量裝置飽和,也可避免擾動電壓過大誘發(fā)的待測系統(tǒng)失穩(wěn)問題。

        2.2 參數(shù)整定

        加入抗飽和策略后,需要對Ums及Kaw進(jìn)行合理選取。首先對Ums進(jìn)行整定。采用擾動電壓定向的擾動電流自適應(yīng)控制策略后,限幅值Ums為:

        式中:A為裕量系數(shù)。然后對Kaw進(jìn)行整定。穩(wěn)態(tài)時(shí),逆變器輸出電壓幅值um、修正后的擾動電流幅值參考i'm與待測阻抗幅值zx之間滿足:

        將式(7)代入式(4):

        整理得:

        由式(9)可知,Kaw的取值范圍由um、u'm及zx共同決定。其中當(dāng)抗飽和策略起作用時(shí),u'm為常數(shù)Ums;zx為待測系統(tǒng)的固有特性,與待測系統(tǒng)的頻率有關(guān),為不可控量。在某一特定頻率點(diǎn)fhx處,zx視為常數(shù),此時(shí),Kaw的取值范圍僅取決于um。下文將對um的取值范圍進(jìn)行分析。

        對um進(jìn)行一定約束,可保證阻抗測量裝置不出現(xiàn)過調(diào)制現(xiàn)象。當(dāng)抗飽和策略運(yùn)行時(shí),um滿足:

        式中:um.max為um的上限值。通過式(6)、(9)、(10)可得Kaw在某一特定工作點(diǎn)下的取值范圍為:

        為保證阻抗測量裝置在全頻段內(nèi)均工作在線性工作區(qū),需保證對于任意的zx(zx∈[zc,zmax]),式(11)始終成立。其中zc代表um=Ums時(shí)待測系統(tǒng)阻抗值,即:

        zmax為阻抗測量裝置可測的最大阻抗值,結(jié)合電流傳感器精度Ai可得:

        為保證等式(11)始終成立,需要求解式(11)不等號右端表達(dá)式的最大值,保證Kaw始終大于該最大值。令N為式(11)不等號右端的表達(dá)式,即:

        繪制N隨zx變化的曲線圖,如圖4所示。當(dāng)待測系統(tǒng)阻抗為最大值zmax時(shí),N取得最大值K。因此,保證Kaw≥K,即可實(shí)現(xiàn)阻抗測量裝置全頻段內(nèi)不出現(xiàn)過調(diào)制現(xiàn)象。

        圖4 N隨zx變化的曲線Fig.4 Curve of N vs. zx

        3 仿真驗(yàn)證

        阻抗測量裝置參數(shù)選取參考文獻(xiàn)[22],具體參數(shù)見附錄A 表A1。待測系統(tǒng)為恒流控制的三相并網(wǎng)逆變器,待測系統(tǒng)結(jié)構(gòu)及其控制框圖見附錄A 圖A2。待測系統(tǒng)PCC 處電壓穩(wěn)態(tài)值Ugpcc=1 485 V,電流穩(wěn)態(tài)值Igpcc=1000 A。擾動電流幅值參考Im0取待測系統(tǒng)PCC 處電流穩(wěn)態(tài)值Igpcc的10%(100 A)。設(shè)裕量系數(shù)A=5,電流傳感器精度Ai=5%,將以上參數(shù)代入式(6)、(11)—(14),Kaw整定為10。序阻抗物理意義明確,測量過程簡便,基于序阻抗的穩(wěn)定性判據(jù)適應(yīng)范圍廣[23],因此本文對并網(wǎng)逆變器正序阻抗及電網(wǎng)正序阻抗進(jìn)行測量。

        圖5 為采用傳統(tǒng)控制策略進(jìn)行單頻掃描時(shí)的波形,圖中im為實(shí)際輸出的擾動電流幅值。設(shè)[0,0.5)s阻抗測量裝置不工作,無輸出;[0.5,1)s注入頻率為10 Hz的擾動電流;[1,1.5)s注入頻率為510 Hz的擾動電流;[1.5,2)s 注入頻率為996 Hz 的擾動電流;[2,2.5)s注入頻率為1496 Hz的擾動電流;[2.5,3]s注入頻率為1 990 Hz 的擾動電流。由圖可知,當(dāng)采用傳統(tǒng)控制策略單頻掃描方式向待測系統(tǒng)注入恒幅值擾動電流時(shí),待測系統(tǒng)在1.5 s 開始失穩(wěn),此時(shí)實(shí)際輸出值無法跟蹤參考值,控制器輸出的調(diào)制信號幅值超過上限值um.max。即當(dāng)注入頻率為996 Hz 的擾動電流時(shí),待測系統(tǒng)阻抗過大,引起測量裝置調(diào)制飽和,進(jìn)而失穩(wěn),同時(shí)由于積分器對誤差的積累作用,該失穩(wěn)現(xiàn)象愈演愈烈。

        圖5 傳統(tǒng)控制策略下單頻掃描波形Fig.5 Single-frequency sweep waveforms under traditional control strategy

        圖6 為采用自適應(yīng)控制策略進(jìn)行單頻掃描時(shí)的波形。設(shè)[0,0.5)s 阻抗測量裝置不工作;[0.5,1)s注入頻率為10 Hz、幅值為100 A 的正弦擾動電流,此時(shí)阻抗測量裝置工作在恒流模式;[1,1.5)s 注入頻率為510 Hz、幅值為100 A 的正弦擾動電流,此時(shí)阻抗測量裝置仍然運(yùn)行在恒流模式;[1.5,2)s 擾動電流頻率變化為996 Hz,此時(shí)抗飽和策略投入運(yùn)行,擾動電流幅值自適應(yīng)調(diào)整為97 A;[2,2.5)s 擾動頻率變化為1 496 Hz,抗飽和策略繼續(xù)作用,擾動電流幅值自適應(yīng)調(diào)整為51 A;[2.5,3)s 擾動電流頻率為1990 Hz,擾動電流幅值自適應(yīng)調(diào)整為95 A。由圖可知,采用自適應(yīng)控制策略進(jìn)行單頻掃描時(shí),無需規(guī)避待測系統(tǒng)諧振頻率點(diǎn),擾動電流頻率可以任意選擇,擾動電流幅值自適應(yīng)調(diào)整。仿真結(jié)果驗(yàn)證了自適應(yīng)控制策略的有效性。

        圖6 自適應(yīng)控制策略下單頻掃頻波形Fig.6 Single-frequency sweep waveforms under adaptive control strategy

        進(jìn)行寬頻掃描時(shí),注入的擾動電流為Chirp 信號,fh隨時(shí)間線性變化:

        式中:T為Chirp信號的周期;fmin、fmax分別為時(shí)間周期內(nèi)的最小、最大頻率。寬頻掃描波形見附錄A圖A3。

        采用自適應(yīng)控制策略進(jìn)行單頻掃描和寬頻掃描時(shí),擾動電流幅值均可以快速靈活地進(jìn)行自適應(yīng)調(diào)整,驗(yàn)證了所提控制策略的有效性。由上述分析可得,傳統(tǒng)控制策略與自適應(yīng)控制策略的差異性體現(xiàn)在fh>900 Hz 時(shí)。當(dāng)fh≤900 Hz 時(shí),對應(yīng)頻段內(nèi)的待測系統(tǒng)阻抗值較小,不會誘發(fā)待測系統(tǒng)調(diào)制飽和,因此傳統(tǒng)控制策略與本文所提自適應(yīng)控制策略的掃頻效果一致。然而,當(dāng)fh>900 Hz 時(shí),待測系統(tǒng)阻抗幅值過大,保持輸出擾動電流幅值恒定會誘發(fā)測量裝置調(diào)制飽和,進(jìn)而影響測量精度。圖7 展示了fh>900 Hz 時(shí),傳統(tǒng)控制策略及自適應(yīng)控制策略的阻抗擬合結(jié)果。由圖可知,所提控制策略在待測系統(tǒng)高阻頻段內(nèi)仍保持著高測量精度,驗(yàn)證了本文所提控制策略的有效性。

        圖7 不同控制策略下阻抗擬合結(jié)果Fig.7 Impedance fitting results with differentcontrol strategies

        自適應(yīng)控制策略單頻及寬頻掃描結(jié)果見附錄A圖A4、A5。從上述阻抗測量結(jié)果來看,所提阻抗測量策略既適用于更精確的單頻掃描,也適用于測量時(shí)間更短的寬頻掃描,擴(kuò)大了阻抗測量的頻率范圍。

        4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

        為進(jìn)一步驗(yàn)證本文所提控制策略,搭建基于RT-BOX 實(shí)時(shí)仿真器的硬件在環(huán)實(shí)驗(yàn)平臺,實(shí)物圖見附錄A 圖A6。利用上述實(shí)驗(yàn)平臺對附錄A 圖A2所示待測系統(tǒng)進(jìn)行單頻掃描實(shí)驗(yàn),Im0仍設(shè)為100 A。采用基于擾動電壓定向的擾動電流自適應(yīng)控制策略注入頻率分別為10、552 Hz 的擾動電流,實(shí)驗(yàn)波形見附錄A圖A7。

        圖8(a)為注入頻率為1 510 Hz 擾動電流時(shí)采用基于擾動電壓定向的擾動電流自適應(yīng)控制策略的實(shí)驗(yàn)波形,擾動電流幅值自適應(yīng)調(diào)整為52 A。圖8(b)為注入頻率為1 510 Hz 擾動電流時(shí)采用無抗飽和策略的實(shí)驗(yàn)波形,此時(shí)測量裝置運(yùn)行失穩(wěn),并且由于擾動電壓過大,待測系統(tǒng)亦產(chǎn)生振蕩現(xiàn)象。由圖8可知,當(dāng)待測系統(tǒng)阻抗過大時(shí),若不對擾動電流進(jìn)行自適應(yīng)調(diào)整,則不僅影響阻抗測量裝置的正常運(yùn)行,還嚴(yán)重干擾了待測系統(tǒng)的穩(wěn)定運(yùn)行,采用本文所提擾動電流自適應(yīng)控制策略可有效提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

        圖8 注入1510 Hz擾動電流時(shí)有、無抗飽和策略的實(shí)驗(yàn)波形Fig.8 Experiment waveforms of 1510 Hz current disturbance injection with and without anti-saturation strategies

        圖9(a)、(b)分別為逆變器正序阻抗zinv(s)和電網(wǎng)正序阻抗zg(s)實(shí)測結(jié)果。由圖可知,實(shí)驗(yàn)測量結(jié)果與理論曲線高度重合,進(jìn)一步驗(yàn)證了本文所提控制策略的有效性。

        圖9 阻抗實(shí)測結(jié)果Fig.9 Results of impedance measurement

        5 結(jié)論

        本文圍繞大功率阻抗實(shí)測裝置,針對并網(wǎng)變流器寬頻阻抗特性復(fù)雜,待測系統(tǒng)諧振點(diǎn)難以預(yù)測的特點(diǎn),提出了一種基于擾動電壓定向的自適應(yīng)電流源侵入式序阻抗測量方法,結(jié)合抗飽和策略,實(shí)現(xiàn)了擾動電流自適應(yīng)調(diào)整。同時(shí),對抗飽和策略的參數(shù)進(jìn)行優(yōu)化整定。通過仿真和半實(shí)物實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所提方法的有效性,可得如下結(jié)論:

        1)基于擾動電壓定向的擾動電流自適應(yīng)控制策略限幅值選取方便,可以有效規(guī)避由于待測系統(tǒng)高阻抗誘發(fā)的過調(diào)制現(xiàn)象;

        2)擾動電流自適應(yīng)控制策略可以根據(jù)待測阻抗值靈活調(diào)節(jié)擾動電流強(qiáng)度,阻抗測量過程中無須規(guī)避諧振點(diǎn),保證了阻抗測量裝置在全頻段的穩(wěn)定運(yùn)行,仿真及半實(shí)物實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了該策略的有效性;

        3)擾動電流自適應(yīng)控制策略既適用于高精度單頻掃描,也適用于快速寬頻掃描,實(shí)際測量過程中可根據(jù)需求靈活選取。

        附錄見本刊網(wǎng)絡(luò)版(http://www.epae.cn)。

        猜你喜歡
        控制策略測量策略
        考慮虛擬慣性的VSC-MTDC改進(jìn)下垂控制策略
        能源工程(2020年6期)2021-01-26 00:55:22
        例談未知角三角函數(shù)值的求解策略
        把握四個(gè)“三” 測量變簡單
        我說你做講策略
        工程造價(jià)控制策略
        山東冶金(2019年3期)2019-07-10 00:54:04
        滑動摩擦力的測量和計(jì)算
        現(xiàn)代企業(yè)會計(jì)的內(nèi)部控制策略探討
        滑動摩擦力的測量與計(jì)算
        高中數(shù)學(xué)復(fù)習(xí)的具體策略
        容錯(cuò)逆變器直接轉(zhuǎn)矩控制策略
        无码av一区在线观看| 精品国产免费一区二区三区 | 法国啄木乌av片在线播放| 亚洲中文欧美日韩在线| 日韩三级一区二区三区四区| 久久精品国产亚洲av精东| 天天躁日日躁狠狠久久| 99视频这里有精品| 午夜日本精品一区二区| 青青草视频在线观看网| 99精品国产一区二区三区不卡 | 欧美成人精品午夜免费影视| 免费人成又黄又爽的视频在线 | 亚洲男人综合久久综合天堂| 久久久久99精品成人片直播| 粗大的内捧猛烈进出在线视频| 特级毛片a级毛片在线播放www | 男人国产av天堂www麻豆| 欧美精品中文字幕亚洲专区| 囯产精品无码一区二区三区| 黄片亚洲精品在线观看| www国产亚洲精品| 又爽又黄又无遮挡的激情视频| 亚洲欧美日韩国产精品一区| 极品精品视频在线观看| 亚洲熟女综合色一区二区三区 | 国产女主播大秀在线观看| 成人午夜高潮a∨猛片| 影音先锋每日av色资源站| 99久久综合狠狠综合久久一区| 偷拍视频这里只有精品| 乱人伦中文视频在线| 广东少妇大战黑人34厘米视频| 亚洲国产不卡av一区二区三区| 中文字幕中文字幕在线中二区 | 国内精品免费一区二区三区 | 甲状腺囊实性结节三级| av成人综合在线资源站| 亚洲av成人片在线观看| 亚洲一区爱区精品无码| 亚洲精品国产一区av|