袁義生，朱啟航，呂 森，劉 偉，張執(zhí)欽

（華東交通大學(xué) 電氣與自動(dòng)化工程學(xué)院，江西 南昌 330013）

0 引言

近年來(lái)，新能源發(fā)電得到了長(zhǎng)足發(fā)展。其中光伏系統(tǒng)的種類(lèi)也日趨多樣化，主要集中在2 個(gè)方向：高壓大功率集中式光伏電站、分布式“戶(hù)用型”光伏系統(tǒng)［1］。其中分布式“戶(hù)用型”光伏系統(tǒng)拓?fù)溥x擇較多，一般需遵循如下幾個(gè)原則：①無(wú)變壓器，轉(zhuǎn)換效率大于96%；②單相或三相中低壓并網(wǎng)；③體積小，重量輕，便于安裝等。因此，級(jí)聯(lián)多電平逆變器在光伏系統(tǒng)中的應(yīng)用逐漸受到人們的關(guān)注［2］。相比于傳統(tǒng)的兩電平逆變器，級(jí)聯(lián)多電平逆變器降低了開(kāi)關(guān)器件電壓應(yīng)力，在相同開(kāi)關(guān)頻率下，可大幅減小濾波電感體積和并網(wǎng)電流的諧波含量，且隨著級(jí)聯(lián)數(shù)目的增多，可實(shí)現(xiàn)無(wú)變壓器并網(wǎng)［3］。

級(jí)聯(lián)H橋CHB（Cascaded H Bridge）逆變器具有效率高、成本低、易于模塊化等特點(diǎn)，現(xiàn)已被廣泛應(yīng)用于礦山、冶金、造紙等國(guó)民經(jīng)濟(jì)行業(yè)［4］。CHB 逆變器用于光伏產(chǎn)業(yè)時(shí)，光伏面板可直接作為逆變器的輸入源，解決了CHB 逆變器需要多組直流電源的弊端。且各H橋相互獨(dú)立，光伏面板可分別獨(dú)立完成最大功率點(diǎn)跟蹤MPPT（Maximum Power Point Tracking）。但若光伏面板受灰塵、落葉、維修后型號(hào)不匹配等影響，輸入功率會(huì)出現(xiàn)相差較大的情況。由于各H 橋單元經(jīng)串聯(lián)后流過(guò)同一個(gè)電流，功率較大的單元可能進(jìn)入過(guò)調(diào)制狀態(tài)，進(jìn)而導(dǎo)致并網(wǎng)電流畸變，系統(tǒng)不穩(wěn)定，被強(qiáng)制離網(wǎng)處理［5?6］。

因此，如何擴(kuò)大CHB 逆變器在功率不平衡下的穩(wěn)定運(yùn)行范圍，抑制并網(wǎng)電流畸變，是目前的研究重點(diǎn)之一。對(duì)國(guó)內(nèi)外涉及該領(lǐng)域的文獻(xiàn)進(jìn)行梳理歸納，大體分為以下幾種策略。①有功占空比修正法［7］。該控制方法基于各單元光伏面板輸出功率的大小修正占空比，但該控制方法調(diào)節(jié)范圍較小，在功率極度不平衡時(shí)系統(tǒng)將過(guò)調(diào)制導(dǎo)致電流畸變。②優(yōu)化的MPPT 法［8］。該控制方法通過(guò)提高過(guò)調(diào)制單元的電壓給定值，使輸出功率較大的單元退出最大功率點(diǎn)，從而均衡各單元之間的輸出功率，但該方法會(huì)降低系統(tǒng)的發(fā)電量。③拓?fù)鋬?yōu)化法［9］。研究此類(lèi)方法的文獻(xiàn)較為繁雜，大體思路是在CHB 拓?fù)涞幕A(chǔ)上，增加少量開(kāi)關(guān)器件以增加電路的工作模態(tài)，但普遍存在推廣較難、不易模塊化級(jí)聯(lián)、控制復(fù)雜等缺點(diǎn)。④無(wú)功補(bǔ)償法［10］。將逆變器功率因數(shù)作為額外的控制對(duì)象，增加控制自由度。該方法可在本質(zhì)上消除CHB 逆變器內(nèi)在不穩(wěn)定，但可變的功率因數(shù)會(huì)限制其應(yīng)用場(chǎng)合。⑤諧波補(bǔ)償法。通過(guò)向過(guò)調(diào)制單元注入諧波來(lái)解決過(guò)調(diào)制問(wèn)題，如：3 次諧波補(bǔ)償法THCS（Third-Harmonic Compensation Strategy）［11?13］，利用方波最大調(diào)制度為4/π的思路，通過(guò)在過(guò)調(diào)制單元中注入一定量的3次諧波，使得單元調(diào)制度由1提高至1.155；準(zhǔn)方波補(bǔ)償法［14］，通過(guò)補(bǔ)償諧波將調(diào)制波補(bǔ)償為準(zhǔn)方波，但因?yàn)閷?shí)際調(diào)制波為準(zhǔn)方波，所含的諧波成分頻譜范圍寬，使得過(guò)調(diào)制單元輸出共模電壓的諧波成分更多，相應(yīng)的非過(guò)調(diào)制單元輸出共模電壓的諧波成分也更多；箝位正弦波補(bǔ)償法［15］，通過(guò)補(bǔ)償諧波將調(diào)制波補(bǔ)償為限幅的正弦波，但該方法中額外引入了中間變量，且要進(jìn)行查表計(jì)算，算法變得復(fù)雜，增加了控制器的代碼實(shí)現(xiàn)難度，控制器響應(yīng)時(shí)間長(zhǎng)。⑥調(diào)制策略。通過(guò)改變調(diào)制方式來(lái)解決電流畸變問(wèn)題，如：混合調(diào)制策略［16?17］，用于解決級(jí)聯(lián)整流器中的負(fù)載不平衡問(wèn)題，但該方法并不能夠?qū)崿F(xiàn)光伏系統(tǒng)中直流側(cè)電壓的MPPT 且并沒(méi)有分析該方法的適用范圍；一種單電源的工作模式以及相應(yīng)的調(diào)制策略［18?19］，對(duì)于存在虛設(shè)單元的級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu)，該方法能夠在具有單個(gè)直流源和虛設(shè)單元的級(jí)聯(lián)系統(tǒng)中穩(wěn)定工作，但是該方法僅針對(duì)2個(gè)H 橋串聯(lián)的結(jié)構(gòu)，擴(kuò)展困難、控制復(fù)雜，其中電壓平衡問(wèn)題仍然是一個(gè)挑戰(zhàn)，尤其是在功率不平衡條件下；基于功率平衡的同相配置梯形脈寬調(diào)制策略［20］，通過(guò)選擇合適的梯形波，提高CHB 逆變器輸出電壓基波的幅值，降低了開(kāi)關(guān)損耗，延長(zhǎng)了系統(tǒng)的使用壽命，提高了系統(tǒng)的可靠性；熱補(bǔ)償非連續(xù)脈寬調(diào)制策略［21］，通過(guò)控制非連續(xù)脈寬調(diào)制的夾角，對(duì)功率分布變化下的熱循環(huán)進(jìn)行補(bǔ)償，以降低老化電池功率模塊中功率半導(dǎo)體的熱應(yīng)力。

既然方波最大調(diào)制度為4/π，那么可認(rèn)為文獻(xiàn)［13］提出的THCS 并未完全發(fā)揮出其最大潛力?；诖?，本文提出了一種新型諧波補(bǔ)償控制策略NHCS（Novel Harmonic Compensation Strategy）。首先，建立了CHB 并網(wǎng)逆變器的數(shù)學(xué)模型；其次，分析了單位功率因數(shù)運(yùn)行下系統(tǒng)穩(wěn)定域運(yùn)行范圍；在THCS 的基礎(chǔ)上，提出了一種NHCS 來(lái)進(jìn)一步提高CHB 逆變器的穩(wěn)定運(yùn)行范圍，引入適當(dāng)?shù)?、5 次諧波至過(guò)調(diào)制單元中，使其調(diào)制波峰值始終不大于1，同時(shí)引入反向的諧波至剩余的各單元中，以抵消過(guò)調(diào)制單元中引入的諧波成分；最后，搭建了3 級(jí)CHB逆變器的仿真模型和實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，并驗(yàn)證了所提方法的正確性和有效性。

1 單相CHB逆變器數(shù)學(xué)模型分析

單相CHB 光伏并網(wǎng)逆變器拓?fù)淙鐖D1 所示。n個(gè)H 橋中每個(gè)模塊由4 個(gè)開(kāi)關(guān)管組成，且由光伏面板獨(dú)立供電，交流側(cè)通過(guò)濾波電感與電網(wǎng)連接。圖中：us為電網(wǎng)電壓；is為電網(wǎng)電流；uL為濾波電感電壓；udcx（x=1，2，…，n）為各H 橋單元直流側(cè)電壓；uHx為各H 橋單元交流側(cè)電壓；iPVx為各光伏面板輸出電流；iCx為電容電流；iHx為各H 橋單元直流側(cè)電流；Tx1—Tx4為各H橋單元的開(kāi)關(guān)器件；Ls、Rs和Cx分別為濾波電感、線(xiàn)路等效電阻和直流側(cè)濾波電容。

圖1 單相CHB光伏并網(wǎng)逆變器拓?fù)銯ig.1 Topology of single-phase CHB photovoltaic grid-connected inverter

由于損壞或遮擋，部分光伏面板的輸出功率急劇下降，而其余光伏面板仍保持原有的輸出功率，導(dǎo)致逆變器的總輸出功率PT下降。由于電網(wǎng)電壓有效值Us不變，電網(wǎng)電流is會(huì)減小。對(duì)于CHB 逆變器而言，所有的級(jí)聯(lián)單元流過(guò)相同的電流，所以輸出功率不下降的單元的輸出電壓會(huì)上升，導(dǎo)致調(diào)制波幅值增大，增加了過(guò)調(diào)制風(fēng)險(xiǎn)。

逆變器穩(wěn)定運(yùn)行時(shí)，可將第x個(gè)H 橋單元的調(diào)制波mx定義為：

忽略系統(tǒng)開(kāi)關(guān)損耗、線(xiàn)路中的線(xiàn)阻等，根據(jù)基爾霍夫電壓、電流定律，可列出交流側(cè)數(shù)學(xué)模型為：

式中：uAB為逆變器交流側(cè)電壓。

結(jié)合式（1）與式（2），有：

引入相量分析的方法，則式（3）的相量形式為：

式中：Us、Is、Mx分別為us、is、mx的相量形式；ω為角頻率。

當(dāng)逆變器工作在單位功率因數(shù)時(shí)，相量圖如圖2 所示，由于電感的電壓分量相比電網(wǎng)電壓而言非常小，因此調(diào)制相角δ近似為0。

圖2 單位功率因數(shù)運(yùn)行下的相量圖Fig.2 Phasor diagram of unit power factor operation

2 穩(wěn)定域范圍分析

單位功率因數(shù)下，各單元的調(diào)制波峰值保持在1 以下，即Mx≤ 2 /2 是CHB 并網(wǎng)逆變器穩(wěn)定運(yùn)行的前提條件。

定義第x個(gè)H 橋單元輸送到電網(wǎng)的有功功率Px為：

式中：UHx為uHx的相量形式；Mx為第x個(gè)H 橋單元的調(diào)制波幅值。通常情況下，電感電壓UL（即圖2中的jωLsIs）遠(yuǎn)小于電網(wǎng)電壓Us，因此，可近似認(rèn)為cosδ≈1。根據(jù)式（5），可推導(dǎo)出Mx為：

根據(jù)Mx≤/2，有：

式（7）即為系統(tǒng)在單位功率因數(shù)下的穩(wěn)定域約束條件。若第x個(gè)H 橋單元的功率和電壓滿(mǎn)足式（7）所示的關(guān)系，則其調(diào)制波mx的峰值會(huì)保持在1以下，系統(tǒng)運(yùn)行在線(xiàn)性工作區(qū)內(nèi)；否則該單元將會(huì)超調(diào)運(yùn)行，向電網(wǎng)注入大量諧波電流，甚至導(dǎo)致逆變器失穩(wěn)。

3 所提NHCS

文獻(xiàn)［13］基于THCS 提出了一種用于單相CHB逆變器的控制策略，并且通過(guò)仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了THCS的有效性。當(dāng)調(diào)制波為方波時(shí)，逆變器的調(diào)制度可達(dá)到最大值4/π。傳統(tǒng)的THCS通過(guò)引入3次諧波將逆變器調(diào)制度提升至1.155，而1.155＜4/π，因此可認(rèn)為該方法未能完全發(fā)揮出諧波補(bǔ)償?shù)臐摿Α?/p>

3.1 所提NHCS的基本原理

本文在THCS 的基礎(chǔ)上提出一種NHCS，引入5次諧波進(jìn)一步發(fā)揮諧波補(bǔ)償?shù)臐摿Γ瑒tmx可表示為：

式中：kx、lx分別為3、5次諧波補(bǔ)償系數(shù)；Sx為第x個(gè)H橋單元的調(diào)制度。

圖3 為過(guò)調(diào)制單元的調(diào)制波中注入3、5 次諧波后的示意圖，圖中1.207 為NHCS 的最大能力范圍。m1由基波分量mB1、3 次諧波分量mT1和5 次諧波分量mF1組成?？梢钥闯?，合成后的m1在保證峰值不大于1 的前提下，mB1的峰值達(dá)到了1.207。相較于THCS 的最大值1.155，逆變器超調(diào)擴(kuò)展能力提高了33.55%。

圖3 調(diào)制波中注入3、5次諧波的示意圖Fig.3 Schematic diagram of modulation wave injected by third and fifth harmonics

3.2 最優(yōu)kx、lx的確定

圖3 從理論層面表明5 次諧波的注入有助于提高逆變器的超調(diào)能力，但補(bǔ)償系數(shù)kx、lx還有待確定。

為保證實(shí)現(xiàn)最小的補(bǔ)償量，達(dá)到補(bǔ)償系數(shù)剛剛好的目的，設(shè)補(bǔ)償后mx的最大值正好為1，則Sx與kx、lx之間的函數(shù)關(guān)系可表示為：

根據(jù)式（9），Sx與kx、lx之間的函數(shù)關(guān)系如附錄A圖A1 所示，圖中紅色軌跡表示在最小5 次諧波的前提下，調(diào)制度所能達(dá)到的最大值?？梢钥闯?，當(dāng)lx=0，即沒(méi)有5 次諧波時(shí)，調(diào)制度Sx最大可至1.155。隨著5 次諧波的注入，Sx先升后降，最高可升至1.207。附錄A 圖A2 為圖A1 中紅色軌跡的y-x視角，附錄A 圖A3為該軌跡中Sx與lx之間的對(duì)應(yīng)關(guān)系曲線(xiàn)。

當(dāng)1.155Sx≤1.207 時(shí)，5 次諧波補(bǔ)償才被應(yīng)用于控制系統(tǒng)中。圖A2、A3 中曲線(xiàn)L2與L3分別為調(diào)制度Sx與kx、lx的關(guān)系曲線(xiàn)，3個(gè)參數(shù)一一對(duì)應(yīng)。為了便于工程應(yīng)用，通過(guò)5 階多項(xiàng)式曲線(xiàn)擬合的方式，得到Sx與kx、lx之間的對(duì)應(yīng)關(guān)系為：

式中：擬合系數(shù)B0—B5、C0—C5可由MATLAB 擬合工具箱計(jì)算得到，具體見(jiàn)附錄A表A1。

4 系統(tǒng)控制框圖分析

基于NHCS的CHB 光伏并網(wǎng)逆變器控制框圖如附錄A 圖A4 所示，可實(shí)現(xiàn)如下3 個(gè)目的：直流側(cè)電壓控制；并網(wǎng)電流實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)運(yùn)行；計(jì)算各單元的調(diào)制波。

4.1 電壓環(huán)

圖A4中，各光伏面板需各自獨(dú)立運(yùn)行在其最大功率點(diǎn)處，其最大功率點(diǎn)電壓Umpp_x由獨(dú)立的MPPT算法得到。電壓環(huán)中，采用n個(gè)比例積分控制器，以實(shí)現(xiàn)對(duì)n個(gè)電壓進(jìn)行獨(dú)立控制。為避免直流母線(xiàn)中二次紋波對(duì)電壓環(huán)控制的影響，將母線(xiàn)電壓通過(guò)100 Hz陷波器處理［22］后得到udcfx，并將其反饋到系統(tǒng)中；將PI 控制器的輸出定義為光伏面板輸出電流的給定值，與udcfx相乘后可得到光伏面板功率給定值，進(jìn)而得到光伏輸出總功率給定值P?T。

4.2 電流環(huán)

圖A4 中的電流環(huán)采用準(zhǔn)比例諧振Q-PR（Quasi Proportional Resonance）控制+電網(wǎng)電壓前饋解耦的方案。此結(jié)構(gòu)具有算法實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單、動(dòng)態(tài)響應(yīng)快、抗干擾能力強(qiáng)等特點(diǎn)［23］。電流環(huán)中，首先通過(guò)鎖相環(huán)得到電網(wǎng)電壓us的幅值Um及其相角信息ωt；然后，并網(wǎng)電流給定值由除以0.5Um得到；Q-PR 控制器的輸出為電感電壓給定值，與us相加后可得到時(shí)域下總的調(diào)制電壓給定值。得到后，就可以根據(jù)各單元的功率關(guān)系得到相應(yīng)的調(diào)制波。

4.3 調(diào)制波的計(jì)算

由上文分析得，調(diào)制波mx由三部分組成，即：

式中：mBx為原始基頻調(diào)制波；mTx為補(bǔ)償?shù)? 次調(diào)制波；mFx為補(bǔ)償?shù)?次調(diào)制波。

4.3.1 基頻調(diào)制波計(jì)算

由于CHB 采用了級(jí)聯(lián)的形式，并網(wǎng)電流流經(jīng)所有H 橋單元的交流側(cè)，因此各單元交流側(cè)電壓與功率成正比，有：

結(jié)合式（12）與式（1），可得到各個(gè)單元的原始基頻調(diào)制波mBx為：

4.3.2 諧波成分計(jì)算

只有在各光伏面板功率相差較大，進(jìn)而導(dǎo)致逆變器某些單元出現(xiàn)過(guò)調(diào)制的情況下，才會(huì)進(jìn)行諧波補(bǔ)償來(lái)擴(kuò)寬穩(wěn)定域運(yùn)行范圍。因此，根據(jù)調(diào)制度Sx的大小，可分為4 個(gè)模式計(jì)算不同工況下的諧波成分，如表1 所示。表中：m-Tx、m-Fx分別為反向3、5 次諧波，以抵消諧波補(bǔ)償對(duì)逆變器的影響，使逆變器交流側(cè)電壓uAB在諧波補(bǔ)償后不含3、5 次諧波成分。當(dāng)然，若系統(tǒng)各單元功率相差不大時(shí)，任何單元都不需要補(bǔ)償諧波，則m-Tx和m-Fx為0。

表1 調(diào)制波計(jì)算公式Table 1 Formula of modulation wave

假設(shè)n個(gè)單元中，有i個(gè)單元工作在模式2，j個(gè)單元工作在模式3，剩余單元工作在模式1，即：1S1，…，Si≤1.155；1.155Si+1，…，Si+j≤1.207；0≤Si+j+1，…，Sn≤1。

模式2 與模式3 都利用了3 次諧波，則系統(tǒng)補(bǔ)償?shù)?次諧波總量UT為：

只有模式3 利用了5 次諧波，則系統(tǒng)補(bǔ)償?shù)? 次諧波總量UF為：

非過(guò)調(diào)制單元的過(guò)調(diào)制電壓裕量Umargin_x定義為：

由“能者多勞”原則，各單元過(guò)調(diào)制電壓裕量越大，分配的反向諧波越大，則m-Tx和m-Fx分別表示為：

通常情況下，過(guò)調(diào)制電壓總裕量大于所需分配的反向諧波，因此非過(guò)調(diào)制單元在分配后，調(diào)制度仍然會(huì)保持在1以下。

5 仿真分析

為驗(yàn)證所提控制策略的可行性，在MATLAB／Simulink 平臺(tái)上搭建了3 級(jí)CHB 光伏并網(wǎng)逆變器的仿真模型，電路具體參數(shù)和光伏模塊參數(shù)分別如附錄A表A2、A3所示，每個(gè)單元采用3個(gè)光伏模塊串聯(lián)。

仿真設(shè)置初始時(shí)刻3 個(gè)單元光伏面板的溫度和太陽(yáng)輻射強(qiáng)度一致，最大輸出功率都為600 W，輸入平衡；1.5 s 時(shí)刻，第1 個(gè)和第2 個(gè)單元光伏面板太陽(yáng)輻射強(qiáng)度從1 000 W／m2分別降至417 W／m2和667 W／m2，相應(yīng)地，最大輸出功率分別降至250 W和400 W，第3個(gè)單元的最大輸出功率保持600 W 不變，輸入不平衡。

輸入從平衡到不平衡過(guò)程中各單元輸出功率Pdcx和直流側(cè)電壓udcx的控制變化過(guò)程分別如附錄A圖A5 和圖A6 所示。由圖可見(jiàn)，各單元udcx從開(kāi)路電壓139 V 經(jīng)MPPT 控制1 s 后達(dá)到最大功率點(diǎn)電壓121 V，各單元輸出功率都穩(wěn)定在600 W。由于各單元輸出功率相等，系統(tǒng)滿(mǎn)足穩(wěn)定運(yùn)行的前提條件式（7），故各單元不會(huì)出現(xiàn)過(guò)調(diào)制。在這種情況下，系統(tǒng)不需要進(jìn)行諧波補(bǔ)償，并網(wǎng)電流is也不會(huì)發(fā)生畸變，其總諧波畸變率THD（Total Harmonic Distortion）僅為0.45%。在1.5 s 時(shí)刻太陽(yáng)輻射強(qiáng)度突變后，udc1和udc2先下跌再恢復(fù)控制到最大功率點(diǎn)電壓121 V，相應(yīng)地，Pdc1和Pdc2也分別穩(wěn)定到新的最大輸出功率250 W和400 W，而第3個(gè)單元保持不變。

仿真設(shè)置條件下采用傳統(tǒng)THCS 的仿真結(jié)果如附錄A 圖A7 所示，1.5 s 后，因第3 個(gè)單元的輸出功率最大，其調(diào)制度S3將大于1，因此需補(bǔ)償一定量的正向諧波使其調(diào)制波m3峰值小于1，相應(yīng)地，第1 個(gè)和第2 個(gè)將注入反向的諧波以使交流側(cè)總的電壓矢量諧波含量為0。由圖A7（a）、（b）可知，由于各單元間功率相差過(guò)大，即使補(bǔ)償系數(shù)k3達(dá)到1/6，其調(diào)制波m3的峰值為1.1，仍大于1，發(fā)生了過(guò)調(diào)制；由圖A7（c）、（d）可知，此時(shí)并網(wǎng)電流THD 為7.65%，不滿(mǎn)足小于5%的并網(wǎng)畸變率要求，逆變器將被離網(wǎng)處理。

圖4 為仿真設(shè)置條件下采用本文所提NHCS 的仿真結(jié)果。由圖4（a）、（b）可知，諧波補(bǔ)償后，第3個(gè)單元調(diào)制波m3的峰值剛好為1，沒(méi)有發(fā)生過(guò)調(diào)制；由圖4（c）、（d）可知，此時(shí)并網(wǎng)電流THD 僅為1.92%，滿(mǎn)足5%的并網(wǎng)畸變率要求。

圖4 所提NHCS的仿真結(jié)果Fig.4 Simulative results of proposed NHCS

由此可見(jiàn)，本文所提NHCS 可以在功率極度不平衡條件下使逆變器工作在穩(wěn)定運(yùn)行狀態(tài)，且相較于傳統(tǒng)THCS有更大的穩(wěn)定域運(yùn)行范圍。

6 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了進(jìn)一步驗(yàn)證所提控制策略的有效性，搭建了3 單元CHB 光伏并網(wǎng)逆變器的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)參數(shù)如附錄A 表A4 所示，實(shí)驗(yàn)平臺(tái)如附錄A 圖A8 所示。附錄A 圖A9 為直流電源串聯(lián)電阻模擬光伏示意圖，受實(shí)驗(yàn)條件約束，用160 V 直流電源串聯(lián)電阻（R1//R2）輸出來(lái)模擬光伏。通過(guò)投切R2及將udc控制為145 V 來(lái)改變輸入功率，觀(guān)察所提控制策略在功率不平衡下的效果。

6.1 系統(tǒng)在輸入功率平衡下的實(shí)驗(yàn)結(jié)果

圖5 為系統(tǒng)在功率平衡下的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。3 個(gè)單元的輸入功率均穩(wěn)定在550 W。系統(tǒng)滿(mǎn)足穩(wěn)定運(yùn)行的前提條件式（7），各單元不會(huì)出現(xiàn)過(guò)調(diào)制。系統(tǒng)不需要進(jìn)行諧波補(bǔ)償，并網(wǎng)電流is也不會(huì)發(fā)生畸變，其THD僅為2.68%。

圖5 功率平衡下的實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.5 Experimental results under power equalization

6.2 系統(tǒng)在輸入功率極度不平衡下的實(shí)驗(yàn)結(jié)果

圖6（a）為系統(tǒng)在功率極度不平衡時(shí)沒(méi)有諧波補(bǔ)償?shù)膶?shí)驗(yàn)結(jié)果。此時(shí)第3 個(gè)單元不滿(mǎn)足穩(wěn)定運(yùn)行的前提條件式（7），出現(xiàn)了過(guò)調(diào)制現(xiàn)象，并網(wǎng)電流THD為41.24%，不滿(mǎn)足5%的并網(wǎng)畸變率要求。采用傳統(tǒng)THCS得到的實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖6（b）所示，此時(shí)第1個(gè)和第2 個(gè)單元直流側(cè)電壓穩(wěn)定在給定值145 V，并網(wǎng)電流THD 降至9.34%，雖然相比圖6（a）的41.24%有大幅下降，但依然不滿(mǎn)足5%的并網(wǎng)畸變率要求。

圖6 功率極度不平衡下的實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.6 Experimental results under extreme power imbalance

圖7 為本文所提NHCS 在功率極度不平衡下的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。虛線(xiàn)時(shí)刻為輸入電阻切換時(shí)刻，將第1個(gè)單元的等效內(nèi)阻從3.8 Ω（10.8 Ω 與5.8 Ω 并聯(lián)）改變?yōu)?0.8 Ω，第2 個(gè)單元的等效內(nèi)阻從3.8 Ω（6.2 Ω與9.8 Ω 并聯(lián)）改變?yōu)?.2 Ω（斷開(kāi)1 個(gè)電阻），第3 個(gè)單元的等效內(nèi)阻不變（保持3.8 Ω），用來(lái)模擬光伏面板單元功率突變時(shí)刻。功率突變后，第1 個(gè)單元直流側(cè)功率PH1由550 W 降至200 W，電流iPV1由3.75 A降至1.38 A，如圖7（a）所示；udc1和udc2從145 V 先下跌然后上升恢復(fù)到145 V，并網(wǎng)電流由10.67 A 降至7.98 A，THD 為3.96%，如圖7（b）所示，這說(shuō)明控制達(dá)到了目標(biāo)。此階段第1 個(gè)和第2 個(gè)單元的輸出功率由550 W 分別降至200 W 和350 W，第3 個(gè)單元的輸出功率保持550 W 不變。圖7（c）測(cè)試條件與圖7（b）相同，除了udc1和is波形，還給出了第1 個(gè)光伏面板輸出電流iPV1和第2個(gè)光伏面板輸出電流iPV2波形，反映了控制電流的調(diào)節(jié)過(guò)程。并網(wǎng)電流THD 為3.96%，相較于采用傳統(tǒng)THCS 的9.34%，并網(wǎng)畸變率有了明顯降低，滿(mǎn)足了5%的并網(wǎng)畸變率要求，這證明了所提控制策略的正確性。

圖7 所提NHCS的實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.7 Experimental results of proposed NHCS

7 結(jié)論

本文基于傳統(tǒng)THCS，提出了一種應(yīng)用于CHB光伏并網(wǎng)逆變器的NHCS，有效提高了CHB 逆變器在功率不平衡下的穩(wěn)定運(yùn)行范圍，將逆變器過(guò)調(diào)制能力擴(kuò)展了33.55%，使得CHB逆變器在輸入功率極度不平衡下仍能穩(wěn)定運(yùn)行。所提控制策略不增加系統(tǒng)的硬件成本，原理簡(jiǎn)單且易于實(shí)現(xiàn)，便于推廣應(yīng)用。

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