胡 欣，楊江平，孟藏珍，孫合敏

(1.空軍預警學院， 武漢 430019； 2.中國人民解放軍93498部隊， 石家莊 050000)

1 引言

高功率微波武器(HPMW)是指能輻射高功率微波進行作戰(zhàn)的一類武器。高功率微波(HPM)定義為功率在100 MW以上、工作于0.1～300 GHz的電磁波[1]。與采用爆炸戰(zhàn)斗部的常規(guī)攻擊武器相比，具有作用方式多樣、攻擊距離遠、覆蓋區(qū)域廣、攻擊速度高、彈藥無限、費效比高等優(yōu)點，可實現(xiàn)在遠距離對敵方軍事目標和武器的電子設備進行干擾，在近距離實現(xiàn)殺傷或摧毀，已成為各軍事強國未來新概念武器發(fā)展的新寵。2014年8月5日，美國國防部副部長羅伯特.沃克提出第三次“抵消戰(zhàn)略”，以創(chuàng)新驅動為核心，重點發(fā)展改變未來戰(zhàn)局的顛覆性技術，高功率微波武器就位列其中[2]。

雷達裝備是國家預警體系的重要組成部分，是防空、防天系統(tǒng)中的主要信息源。由于雷達獨特的工作機制，需要通過接收目標的散射回波信號來發(fā)現(xiàn)、探測目標，因此天饋和接收系統(tǒng)必不可少,而這恰恰為高功率微波武器攻擊提供了便利途徑。甚至可以說，高功率微波武器是雷達不得不面對的“天敵”。在現(xiàn)代信息化戰(zhàn)爭中，為爭奪制信息權，雷達必定是高功率微波武器的重點打擊對象，因此研究雷達面對高功率微波武器攻擊如何進行防護迫在眉睫。

目前，針對雷達防護高功率微波研究，主要涉及效應機理[3-6]、損傷分析[7-9]、防護設計[10-12]等方面。根據(jù)文獻資料顯示，目前研究雷達毀傷效應機理和損傷分析主要采用耦合仿真和實驗注入[13-15]，大部分僅對窄帶瞄準信號進行了仿真，未深入涉及超寬帶高功率微波信號的輻照響應特性，之后直接用輻照信號波形做注入對照實驗，與實際工作情況會有很大差別，在輻照影響分析和防護設計中會引起很大誤差，造成防護不當或防護過度。基于此，本文對超寬帶(UWB)高功率微波信號輻照拋物面雷達天線效應規(guī)律進行探索。首先結合理論分析和軟件仿真，分析雷達天饋系統(tǒng)在耦合超寬帶高功率微波脈沖時的影響因素，再通過仿真和輻照實驗驗證分析結果。輻照實驗采用超寬帶脈沖設備輻照拋物面天線，在天線輸出饋線端測量接收信號波形，對比分析仿真和實驗結果，檢驗正確性與否。所得結論能夠進一步完善高功率微波對雷達的作用機理研究，也可為雷達進行前門耦合防護加固提供理論依據(jù)。

2 高功率微波武器常用超寬帶信號

高功率微波武器根據(jù)進化過程可以分為3類：第1類是低當量核彈高空爆炸電磁脈沖(HEMP)武器，頻譜能量主要集中于甚高頻以下頻段[16]，帶寬較窄；第2類是以磁通壓縮發(fā)生器(FCG)和磁流體發(fā)生器(MHD)為代表的電磁脈沖炸彈，屬于一次性的寬帶脈沖產(chǎn)品；第3類是以相對論管、虛陰極振蕩器和固態(tài)放大器為主的新型發(fā)射源設備，可發(fā)射窄帶、寬帶、超寬帶信號的可重復使用的電磁脈沖武器，可以安裝在拖車、艦艇、無人機、巡航導彈、機載吊艙等平臺。

信號按帶寬一般分為窄帶、寬帶和超寬帶[17]，如表1所示。

表1 高功率微波按帶寬分類(1 980 s)

其中帶寬百分比pbw定義為：

(1)

式(1)中，fh和fl分別指功率譜比功率譜峰值點功率低3 dB的臨近頻率點。

常用電磁脈沖武器的超寬帶信號波形可用高斯脈沖、高斯一階導函數(shù)脈沖進行描述，分別表示為：

(2)

(3)

式(2)～(3)中：E(t)為脈沖信號實時場強；E0為脈沖峰值場強；t0為脈沖中心位置；τ為脈寬常數(shù)。由于在防護中PIN保護器件只能防護正向脈沖，因此正負特性的高斯一階導函數(shù)脈沖在高功率微波武器中應用最為廣泛，故本文主要對其進行討論。

對式(3)進行傅里葉變換，可得到高斯一階導函數(shù)脈沖頻域表達式為：

(4)

式(4)中，f為信號頻率分量。參數(shù)t0在時域上表示脈沖波形在時域上搬移至t0時刻，對信號形狀沒有影響，如圖1(a)所示。對于雷達接收信號來說，代表脈沖中心位置何時到達。t0在頻域上只影響頻譜初始相位，從頻譜實部波形可以看出，由于信號波形在時域內(nèi)整體搬移，0時刻各頻點初始相位與t0和f的乘積正相關，如圖1(b)所示；t0對信號功率譜無影響，對信號頻譜取模，幅度譜波形與t0=0波形相同。

圖1 t0對信號的影響曲線

不同τ值對頻譜的影響如圖2所示。系數(shù)τ決定脈沖寬度，在時域上，τ越大，脈寬越長，如圖2(a)所示；在時域上峰值電壓相同時，τ越小信號在頻域上振幅譜越平均，帶寬越大，最大頻譜峰值也越小,如圖2(b)所示,頻譜最大峰值點位置fmax=1/(πτ)。

輻照仿真中，CST軟件輻照仿真開始時間從t=0開始，為適應軟件，設置t0為5 ns，根據(jù)需要計算τ值，使頻譜峰值處于所需頻帶內(nèi)。

圖2 τ值對頻譜的影響曲線

3 拋物面天線天饋系統(tǒng)建模

拋物面天線主要包括反射面、喇叭口、波導-同軸轉換器、饋線等。輻照信號進入拋物面天線雷達接收機流程如圖3所示，射頻前端由PIN限幅器等保護裝置組成，用以保護接收機免受高功率反射波燒毀。

圖3 輻照信號進入拋物面雷達接收機流程框圖

本文實驗所用某型雷達裝備天線工作中心頻率1 GHz，水平極化，工作帶寬300 MHz，帶內(nèi)增益約為30 dB，饋源采用角錐喇叭,在距波導尾端1/4波長處，置波導-同軸轉換器，天線反射面采用邊長15 mm方孔鋼絲編織結構，以減小重量和風阻。天線參數(shù)如表2所示。對照實驗用雷達天線，在仿真軟件CST中建立拋物面天線反射體和喇叭口模型，如圖4所示。為簡化計算，仿真時采用純理想導體建模形成拋物面反射體。

表2 天線模型參數(shù)

表2中，R為反射面焦距，Wr為反射面寬度，Hr為反射面高度，a為波導長邊寬度，b為波導短邊寬度，ah為喇叭口高度，bh為喇叭口寬度，LH為H面長度，LE為E面長度。建立仿真模型后，在同軸線尾端處添加波導端口(waveguide port)，以對耦合輸出信號進行計量。

4 超寬帶脈沖信號輻照拋物面天線耦合效應分析

考慮高功率微波武器攻擊距離較遠，相對于高功率微波武器來說屬于遠場，在分析和仿真中，到達天線的電磁信號可視為平面波。為簡化計算，只考慮最大毀傷效果，采用輻射源面向雷達，極化與雷達相同，從遠場輻照雷達天線主瓣。

圖4 雷達天線反射面和喇叭口模型示意圖

4.1 窄帶信號輻照耦合效應分析

當輻照信號為窄帶信號，帶寬小于天線工作帶寬且處于天線工作頻帶內(nèi)時，實時功率Pr(t)可表示為：

(5)

式(5)中：S為天線口面處坡印廷矢量；E(t)為輻照到天線處的電場強度；Z0為自由空間波阻抗，為377 Ω；Ae為天線的有效接收面積；Le為接收過程中的損耗，包括天線反射面的泄露和吸收、波導同軸耦合器的耦合損耗、傳輸損耗等。由于窄帶信號帶寬較窄，且處于工作頻帶內(nèi)，帶內(nèi)Ae和Le變化相對較小，輻照信號被線性放大，則耦合輸出信號波形和頻譜分布與輻照信號相似。采用天線工作頻帶內(nèi)信號，帶寬100 MHz信號進行輻照仿真，結果如圖5所示。注意：圖5中輻照信號頻譜是對場強的傅里葉變換，與同軸線輸出端頻譜對電壓進行傅里葉變換不同，只能表示頻譜分布，不代表實際功率大小。實際輻照信號和接收信號頻譜幅值應結合特征阻抗和天線有效接收面積進行計算，下同。

圖5 工作頻帶內(nèi)窄帶輻照和輸出信號波形和頻譜曲線

由圖5可以看出，對于窄帶信號，容易通過輻射信號計算耦合輸出信號峰值功率。

4.2 超寬帶信號輻照耦合效應理論分析

當輻照信號帶寬大于天線工作帶寬時，因為波長的變動，導致天線Ae和Le非線性變化且變化較大，接收時，在時域上對信號產(chǎn)生非線性調(diào)制，導致輸出信號的波形和頻譜分布變化很大，信號實時場強已經(jīng)不能采用式(5)進行計算。

可以從頻域考慮各頻點的增益，對于超寬帶信號，天線接收過程中不同頻譜分量衰減程度各不相同。頻域計算方法為：

Pr(f)=F(f)Ae(f)Le(f)

(6)

式(6)中：Ae(f)為頻率f時天線有效接收面積；Le(f)為頻率f時接收過程中的損耗。

由于天線采用編織結構，由文獻[18]可知，相較于理想導體反射面天線，當極化匹配時，對工作頻帶內(nèi)信號漏功率較小，對增益和旁瓣電平基本無影響；高于工作頻帶信號，會透過反射面網(wǎng)孔向后散射，導致高頻段信號增益降低，尾瓣增大。對編織結構進行仿真，編織平面相較于純導體平面反射系數(shù)變化如圖6所示。

圖6 編織天線反射效率曲線

因此，對于寬帶信號輻照本天線而言，Le(f)會隨著頻率增加而相應的下降。同理，對于純理想導體反射平面輻照效應仿真結果，應同樣對更高頻段輸出信號添加適量衰減，以擬合實際效果。

輻照信號從喇叭口進入波導，在波導中傳播，由于波導具有高通傳輸特性，存在截止波長，導致低于某頻率的波在波導內(nèi)呈指數(shù)率衰減，波導的截止頻率計算方法為[19]：

(m,n=0,1,2,…)

(7)

式(7)中：m,n用來表示波導內(nèi)傳輸?shù)男盘柲＃?(fc)mn為指定模工作狀態(tài)下的截止頻率；ε0為真空介電常數(shù)；μ0為真空磁導率；a為波導長邊寬度；b為波導窄邊寬度。由于波導傳輸特性，最低模式是TE10波，則此波導的截止頻率(fc)mn=0.681 82 GHz。既在低于0.681 82 GHz處快速截止，增益呈指數(shù)率降低。

采用CST仿真軟件對波導同軸轉換器進行分析，其頻域傳輸特性如圖7所示。由圖7可以看出：在0.7～1.7 GHz頻帶內(nèi)，傳輸系數(shù)變化比較平緩，為天線的通頻帶，雷達工作在此頻帶內(nèi)；在低于0.72 GHz處耦合效率急劇降低，與上文分析基本相符；在高于1.7 GHz處急劇降低并反復起伏，在更高頻段呈逐漸降低趨勢且起伏明顯。在此體現(xiàn)到Le(f)隨頻率的變化。

圖7 波導同軸轉換器傳輸特性

綜上，對于超寬帶輻照信號，反射面天線類似于低頻側過渡帶較窄，并快速截止；高頻側過渡帶較寬，阻帶紋波較明顯的帶通濾波器。

仿照天線特性，利用Matlab軟件采用Butterworth濾波器構造一個帶通濾波器，對輻照信號進行濾波，輸出信號時域和頻域波形如圖8所示。此處只是對輻照信號波形通過濾波器直接進行濾波，未添加信號整體增益。

圖8 對輻照信號進行帶通濾波后時域和頻域波形曲線

由圖8可以看出，由于天線的帶通濾波特性，會使耦合輸出信號相較于輻照信號在頻域上帶寬變窄，輸出信號主要能量頻帶集中于天線工作頻帶，并伴隨有高頻段起伏明顯的副瓣；由于部分頻譜分量缺失，時域上出現(xiàn)非線性失真，顯現(xiàn)為信號峰值變?nèi)?，周期延拓，出現(xiàn)振蕩衰減尾瓣。

當輻照信號峰值場強一致時，改變脈寬常數(shù)，當輻照信號頻譜峰值點位于天線工作頻帶內(nèi)時，才能使盡量多的輻照信號耦合進雷達，使輻照信號非線性形變最小，輸出信號峰值功率最大。

為保證雷達正常工作，設計時通常要求天線帶寬大于雷達工作帶寬，造成在耦合接收超寬帶信號時，輸出信號主要能量覆蓋整個雷達工作頻段。當功率達不到燒毀接收機時，耦合輸出信號會進入接收機形成類似目標的假目標回波，影響接收機正常工作。

4.3 輻照仿真分析

采用頻譜峰值點位于天線工作頻帶內(nèi)超寬帶信號輻照仿真，結果如圖9所示。

圖9 輻照信號和同軸線輸出端仿真波形曲線

從圖9可以看出，在頻域上天線通帶內(nèi)增益變化平緩，通帶左側的過渡段比較陡峭，增益急速降低。通帶右側過渡段增益下降比較緩慢，且有較大的旁瓣，起伏較明顯，這與波導同軸轉換器的特性相似。在同軸線輸出端，信號變形較大，且由一個脈沖變成多個脈沖,總體呈振蕩衰減形式，仿真結果與上文理論分析及濾波分析結果相似。

改變輻照信號脈寬常數(shù)，輻照結果如圖10所示，由圖10可以看出，輻照信號頻譜峰值點位于天線工作頻帶內(nèi)時，輸出信號電壓峰值最大，而不是越平均越好。

圖10 不同脈寬下耦合信號的波形和頻譜曲線

經(jīng)驗證，當輻照信號電壓峰值一定時，頻譜峰值點位于天線低頻截止點附近，可使輸出信號峰值點電壓最大。

4.4 實驗對照

采用超寬帶高功率源對準實驗雷達天線主瓣進行輻照，與理論計算和仿真設定一致。信號形式采用高斯一階導函數(shù)脈沖，距離滿足輻射天線遠場要求，到達天線口面處電場峰值強度約為1 V/m。天線耦合接收輻照信號后由同軸電纜輸出信號，如圖11所示。對照圖9可以看出，輸出信號時域波形與仿真結果基本一致，整體呈振蕩衰減形式。頻域上高頻側過渡帶較寬，過渡帶和阻帶紋波較明顯，低頻側快速截止，與仿真分析一致。輸出信號為寬帶信號，頻譜主要能量覆蓋天線整個工作頻段。

圖11 輻照信號和同軸線輸出端信號實驗波形

由于輻照信號較弱，未達到燒毀功率，輻照信號進入接收機，在接收機內(nèi)形成密集假目標干擾，且接收機底噪被抬高，遮擋正常信號，表現(xiàn)為對雷達的干擾效果。而且，由于輻照信號是超寬帶信號，耦合輸出信號接近覆蓋天線全頻段，即使雷達采用變頻等方法仍無法消去干擾，效果與分析和仿真結果一致。

5 結論

通過對超寬帶高功率微波輻照下拋物面天線輸出特性進行分析和仿真，并進行驗證，結果表明：拋物面天線在接收超寬帶信號過程中，相較于工作頻帶內(nèi)的窄帶信號，耦合輸出信號會出現(xiàn)非線性失真，在頻域上表現(xiàn)為低于工作頻帶端增益迅速下降并截止，高于工作頻帶端增益緩慢下降并反復起伏，接收信號頻譜主要能量覆蓋雷達工作頻段；在時域上，輸出信號峰值電壓顯著變小，信號變成多個脈沖并呈振蕩衰減形式。在計算和仿真中，可以通過設計相應的濾波器來簡化計算，減少計算量。在未來雷達的防護設計中，可以通過減小雷達天饋系統(tǒng)的帶寬，如在喇叭口處增加隨發(fā)射信號頻帶變化的頻選表面材料，盡量減少進入接收機的脈沖總功率和峰值功率，更好地保護接收機。