華 文，林進(jìn)鈿，裘 鵬，陸 翌，潘武略，張 靜，林藝哲

（1.國(guó)網(wǎng)浙江省電力有限公司電力科學(xué)研究院，杭州 310014；2.國(guó)網(wǎng)浙江省電力有限公司，杭州 310007；3.南京南瑞繼保工程技術(shù)有限公司，南京 211102）

0 引言

柔性低頻交流輸電技術(shù)在城市供區(qū)互聯(lián)及海上風(fēng)電送出等場(chǎng)合具備一定的應(yīng)用潛力，其核心設(shè)備為M3C（模塊化多電平矩陣變換器）。M3C采用全橋子模塊替代傳統(tǒng)矩陣式交-交變頻器的開(kāi)關(guān)器件，具有模塊化、易于擴(kuò)展、低諧波注入和功率因數(shù)可控等優(yōu)點(diǎn)［1-3］。M3C的控制系統(tǒng)采用已經(jīng)廣泛應(yīng)用在電壓源型換流器中的雙環(huán)控制［4-5］，外環(huán)為功率控制器，內(nèi)環(huán)為電流矢量控制器。然而，電壓源型換流器在具有快速動(dòng)態(tài)過(guò)程的電流矢量控制下，易在高頻段呈現(xiàn)出負(fù)阻尼效應(yīng)，如果與所接入系統(tǒng)阻抗匹配不當(dāng)，會(huì)使系統(tǒng)產(chǎn)生高頻諧振［6-7］。在實(shí)際工程中已經(jīng)多次出現(xiàn)此類事故：2013年，德國(guó)Borwin1海上風(fēng)電經(jīng)柔性直流（以下簡(jiǎn)稱“柔直”）送出工程出現(xiàn)250～350 Hz 的高頻諧振，產(chǎn)生的諧波損毀了濾波器并導(dǎo)致工程長(zhǎng)期停運(yùn)［8］；2017 年，魯西背靠背柔直單元與受端交流系統(tǒng)發(fā)生1 270 Hz 高頻諧振，致使系統(tǒng)停運(yùn)［9-11］；2018 年，在渝鄂柔直工程調(diào)試期間，系統(tǒng)中出現(xiàn)了1 810 Hz左右的高頻振蕩［12-13］。因此，急需對(duì)柔性低頻交流輸電工程的高頻諧振穩(wěn)定性進(jìn)行評(píng)估，并針對(duì)性地提出高頻諧振抑制策略。

目前，分析電力電子裝置并網(wǎng)穩(wěn)定性的方法主要包括特征值分析法［14-15］和阻抗分析法［16-20］。特征值分析法是基于系統(tǒng)的狀態(tài)空間模型，通過(guò)求解特征值獲取系統(tǒng)的諧振模式并判斷其穩(wěn)定性。但是，特征值分析法中狀態(tài)空間模型的階數(shù)通常較高，而且當(dāng)系統(tǒng)運(yùn)行方式改變時(shí)，需要重新建立模型，限制了特征值分析法的使用。阻抗分析法則是根據(jù)電力電子裝置等效阻抗和交流電網(wǎng)等效阻抗之間的匹配情況判斷整個(gè)系統(tǒng)的穩(wěn)定性，近年來(lái)該方法取得了廣泛的應(yīng)用。文獻(xiàn)［11-12］利用阻抗分析法研究了柔直換流器與交流電網(wǎng)產(chǎn)生高頻諧振的機(jī)理，分析表明電壓前饋中的延時(shí)環(huán)節(jié)是引發(fā)柔直系統(tǒng)高頻諧振的主要原因；文獻(xiàn)［21］提出在電壓前饋環(huán)節(jié)中附加帶阻濾波器，通過(guò)改善柔直換流器高頻段的阻抗特性，進(jìn)而抑制柔直系統(tǒng)的高頻諧振；文獻(xiàn)［22］采用附加無(wú)源濾波裝置的思路，通過(guò)阻抗分析法分析了對(duì)于濾波裝置外特性的需求，并設(shè)計(jì)了二階RLC 高通濾波器實(shí)現(xiàn)高頻諧振的抑制。以上研究均針對(duì)柔直工程展開(kāi)，而基于M3C的柔性低頻交流輸電系統(tǒng)的高頻諧振分析與抑制尚未見(jiàn)報(bào)道。

為了彌補(bǔ)現(xiàn)有M3C 高頻諧振問(wèn)題研究的不足，降低實(shí)際工程運(yùn)行中的高頻諧振風(fēng)險(xiǎn)，本文以規(guī)劃建設(shè)中的杭州工程為例，建立了M3C的高頻阻抗模型，在多種運(yùn)行方式下評(píng)估了M3C與交流系統(tǒng)的高頻諧振風(fēng)險(xiǎn)，并分析了高頻諧振的產(chǎn)生機(jī)理。在此基礎(chǔ)上，提出了在M3C電壓前饋環(huán)節(jié)附加低通濾波器的高頻諧振抑制策略。最后，在PSCAD/EMTDC 中進(jìn)行了電磁暫態(tài)仿真，驗(yàn)證了分析結(jié)果的準(zhǔn)確性和所提高頻諧振抑制策略的有效性。

1 M3C高頻阻抗模型

三相M3C 的主回路結(jié)構(gòu)如圖1 所示，定義工頻側(cè)為輸入側(cè)，其電氣量下標(biāo)用大寫字母（A、B、C）和字母i表示，低頻側(cè)為輸出側(cè)，其電氣量用小寫字母（a、b、c）和字母o 表示。M3C 由3 個(gè)子換流器和9個(gè)橋臂組成，每個(gè)橋臂包含N個(gè)級(jí)聯(lián)子模塊、橋臂電感L0和橋臂電阻R0。正常運(yùn)行時(shí)，M3C 的輸入側(cè)和輸出側(cè)分別在輸入、輸出頻率下進(jìn)行dq坐標(biāo)變換，并通過(guò)各自的外環(huán)功率控制器和內(nèi)環(huán)電流控制器實(shí)現(xiàn)解耦控制。

圖1 M3C基本拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

杭州柔性低頻交流輸電工程分別在中埠站和亭山站建設(shè)M3C換頻站，實(shí)現(xiàn)杭州富陽(yáng)供區(qū)和昇光供區(qū)之間的柔性互聯(lián)，換頻站的主要參數(shù)如表1所示。通常，電力電子換流器受dq控制不對(duì)稱的影響存在頻率耦合效應(yīng)，在阻抗特性方面，表現(xiàn)為正負(fù)序阻抗間的耦合。但是，已有的很多研究表明，頻率耦合效應(yīng)僅在中低頻段有較大影響，在高頻段影響較小，高頻段換流器的正負(fù)序阻抗可以近似解耦且趨于一致，因此忽略耦合項(xiàng)后的一維阻抗對(duì)于分析高頻振蕩問(wèn)題已經(jīng)足夠準(zhǔn)確［23-24］?？紤]M3C 控制系統(tǒng)延時(shí)分別為300 μs、400 μs、500 μs 和600 μs 的情況，在PSCAD/EMTDC 中對(duì)杭州工程的電磁暫態(tài)仿真模型進(jìn)行阻抗掃描，可以得到兩個(gè)M3C工頻側(cè)和低頻側(cè)的阻抗特性，如圖2—圖5中的各條虛線所示。阻抗掃描的具體方法為：針對(duì)某一頻率，在M3C一側(cè)施加該頻率下的小信號(hào)諧波電壓，提取對(duì)應(yīng)的諧波電流，諧波電壓與諧波電流的比值即為該頻率下的等效諧波阻抗［25-27］。

表1 杭州工程主要參數(shù)

2 柔性低頻輸電系統(tǒng)高頻諧振評(píng)估

本文以杭州工程為例，在多種運(yùn)行方式下分析了系統(tǒng)的高頻諧振風(fēng)險(xiǎn)。對(duì)于M3C，分別考慮其控制系統(tǒng)延時(shí)為300 μs、400 μs、500 μs 和600 μs 的情況。對(duì)于工頻側(cè)交流系統(tǒng)，考慮以下兩類拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)：

1）交流系統(tǒng)完整運(yùn)行。

2）連接換頻站和與換頻站直接相連節(jié)點(diǎn)的輸電線路中，一條輸電線路發(fā)生N-1斷線。對(duì)于低頻側(cè)交流系統(tǒng)，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，僅包含一條輸電線路，因此僅考慮一種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

2.1 工頻側(cè)系統(tǒng)高頻諧振評(píng)估結(jié)果

根據(jù)阻抗分析法［16］，工頻側(cè)系統(tǒng)的高頻諧振穩(wěn)定性可由交流系統(tǒng)與M3C阻抗幅值相交時(shí)的相角差判斷。若交流系統(tǒng)與M3C阻抗之間的相角差超過(guò)180°，則系統(tǒng)中會(huì)發(fā)生不穩(wěn)定高頻諧振。

M3C 延時(shí)分別為300 μs、400 μs、500 μs 和600 μs 時(shí)，亭山站M3C 工頻側(cè)阻抗如圖2 中各條虛線所示。在工頻側(cè)，與亭山站直接相連的節(jié)點(diǎn)有荷花站和昇光站，當(dāng)交流系統(tǒng)正常運(yùn)行以及連接亭山站、荷花站和昇光站的其中一條輸電線路發(fā)生N-1 斷線時(shí)，亭山站工頻側(cè)交流系統(tǒng)阻抗掃描結(jié)果如圖2中的各條實(shí)線所示。

根據(jù)圖2可知，在上述各種運(yùn)行方式下，交流系統(tǒng)阻抗幅值與亭山站M3C工頻側(cè)阻抗幅值均不存在交點(diǎn)。因此在所考慮的運(yùn)行方式范圍內(nèi)，亭山站M3C 不會(huì)與其工頻側(cè)交流系統(tǒng)產(chǎn)生高頻諧振。

圖2 亭山站工頻側(cè)系統(tǒng)阻抗分析

M3C 延時(shí)分別為300 μs、400 μs、500 μs 和600 μs 時(shí)，中埠站M3C 工頻側(cè)阻抗如圖3 中各條虛線所示。在工頻側(cè)，與中埠站直接相連的節(jié)點(diǎn)有富陽(yáng)站和龍隱站，當(dāng)交流系統(tǒng)正常運(yùn)行以及連接中埠站、富陽(yáng)站和龍隱站的其中一條輸電線路發(fā)生N-1 斷線時(shí)，中埠站工頻側(cè)交流系統(tǒng)阻抗掃描結(jié)果如圖3中的各條實(shí)線所示。

圖3 中埠站工頻側(cè)系統(tǒng)阻抗分析

當(dāng)延時(shí)為300 μs 時(shí)，一種N-1 斷線工況下的交流系統(tǒng)阻抗幅值與M3C 阻抗幅值在1 880 Hz 處存在交點(diǎn)，二者相角差為159°，因此不會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)出現(xiàn)不穩(wěn)定高頻諧振；當(dāng)延時(shí)為400 μs 時(shí)，一種N-1斷線工況下的交流系統(tǒng)阻抗幅值與M3C阻抗幅值存在2個(gè)交點(diǎn)，最大相角差出現(xiàn)在1 860 Hz處，達(dá)到178°，在這種工況下，系統(tǒng)相角裕量不為負(fù)但裕度不足，對(duì)系統(tǒng)運(yùn)行不利；當(dāng)延時(shí)為500 μs 和600 μs 時(shí)，交流系統(tǒng)阻抗幅值與M3C 阻抗幅值不存在交點(diǎn)，此時(shí)系統(tǒng)不會(huì)產(chǎn)生高頻諧振。

2.2 低頻側(cè)系統(tǒng)高頻諧振評(píng)估結(jié)果

低頻側(cè)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖4（a）所示。低頻系統(tǒng)電壓由中埠站控制，中埠站低頻側(cè)等效電路如圖4（b）所示，根據(jù)阻抗分析法［16］，其高頻諧振穩(wěn)定性由ZM3C1與Zeq1幅值相交時(shí)的相角差判斷；亭山站低頻側(cè)等效電路如圖4（c）所示，其高頻諧振穩(wěn)定性由Zeq2與ZM3C2幅值相交時(shí)的相角差判斷。Zeq1和Zeq2分別為：

圖4 杭州工程低頻系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

當(dāng)M3C延時(shí)分別為300 μs、400 μs、500 μs和600 μs 時(shí)，中埠站M3C 低頻側(cè)阻抗ZM3C1如圖5 中各虛線所示，Zeq1如圖5 中各實(shí)線所示。當(dāng)延時(shí)為300 μs 和400 μs 時(shí)，ZM3C1與Zeq1阻抗幅值無(wú)交點(diǎn)；當(dāng)延時(shí)為500 μs時(shí)，ZM3C1與Zeq1阻抗幅值在720 Hz頻率處相交，相角差為134°；當(dāng)延時(shí)為600 μs時(shí)，ZM3C1與Zeq1阻抗幅值在780 Hz 頻率處相交，相角差為171°。因此中埠站M3C 低頻側(cè)不存在高頻諧振風(fēng)險(xiǎn)。

圖5 中埠站低頻側(cè)系統(tǒng)阻抗分析

M3C 延時(shí)分別為300 μs、400 μs、500 μs 和600 μs 時(shí)，亭山站M3C 低頻側(cè)阻抗ZM3C2如圖6 中各虛線所示，Zeq2如圖6 中各實(shí)線所示。當(dāng)延時(shí)為300 μs時(shí)，ZM3C2與Zeq2阻抗幅值在580 Hz頻率處相交，相角差為158°；當(dāng)延時(shí)為400 μs 時(shí)，ZM3C2與Zeq2阻抗幅值在540 Hz 頻率處相交，相角差為150°；當(dāng)延時(shí)為500 μs時(shí)，ZM3C2與Zeq2阻抗幅值在720 Hz 頻率處相交，相角差為152°；當(dāng)延時(shí)為600 μs時(shí)，ZM3C2與Zeq2阻抗幅值在730 Hz頻率處相交，相角差為168°。因此中埠站M3C 低頻側(cè)不存在高頻諧振風(fēng)險(xiǎn)。

圖6 亭山站低頻側(cè)系統(tǒng)阻抗分析

綜上所述，在所考慮的運(yùn)行方式下，亭山站工、低頻系統(tǒng)和中埠站低頻系統(tǒng)不存在高頻諧振風(fēng)險(xiǎn)，中埠站工頻系統(tǒng)可能出現(xiàn)交流系統(tǒng)阻抗與M3C 阻抗相角差接近180°的情況，若考慮到運(yùn)行時(shí)運(yùn)行條件的變化使相角差進(jìn)一步增大，則會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)失穩(wěn)，因此中埠站工頻系統(tǒng)存在一定的高頻諧振風(fēng)險(xiǎn)。

3 高頻諧振抑制策略

3.1 高頻諧振機(jī)理分析

根據(jù)第2章的分析，在柔性低頻交流輸電系統(tǒng)的工頻側(cè)存在相角裕度不足的工況，表現(xiàn)出了一定的高頻諧振風(fēng)險(xiǎn)，其根本原因在于部分頻段內(nèi)M3C 的相角過(guò)大，呈現(xiàn)負(fù)電阻電感特性，與呈現(xiàn)容性特征的交流系統(tǒng)發(fā)生諧振。

M3C 運(yùn)行時(shí)，工頻側(cè)和低頻側(cè)分別在各自頻率下進(jìn)行dq坐標(biāo)變換，并實(shí)現(xiàn)解耦控制，即其中任意一側(cè)的交流側(cè)輸出電流并不受另一側(cè)控制器的影響。且已有研究表明，子模塊電容動(dòng)態(tài)以及帶寬較低的外環(huán)控制與鎖相環(huán)對(duì)換流器高頻段的影響很小，內(nèi)環(huán)控制、電壓前饋和延時(shí)因素對(duì)換流器高頻段影響較大［7，20］。鑒于此，可以得到考慮內(nèi)環(huán)控制、電壓前饋和延時(shí)因素影響的M3C工頻側(cè)簡(jiǎn)化控制框圖，如圖7所示。

圖7 中：Iref為輸入側(cè)或輸出側(cè)的電流指令值；Iout為該側(cè)的輸出電流；Ugird為該側(cè)電網(wǎng)電壓；Km為調(diào)制環(huán)節(jié)系數(shù)；R為等值電阻，R=R0/3；L為等值電感，L=Ls+L0/3，其中Ls為該側(cè)變壓器漏電感；Gpi為內(nèi)環(huán)pi 控制器的傳遞函數(shù)；GT1和GT2分別為電流、電壓測(cè)量的延時(shí)環(huán)節(jié)，如式（3）所示。

圖7 M3C簡(jiǎn)化控制框圖

根據(jù)圖7得到的輸出電流的表達(dá)式為：

因此M3C工頻側(cè)高頻阻抗表達(dá)式為：

當(dāng)延時(shí)為400 μs 時(shí)，中埠站工頻側(cè)高頻阻抗的理論計(jì)算結(jié)果和PSCAD 掃頻結(jié)果對(duì)比，如圖8所示?？梢钥闯?，根據(jù)式（5）得到的理論計(jì)算結(jié)果與掃頻結(jié)果基本一致。

圖8 計(jì)算阻抗與仿真掃頻阻抗對(duì)比

根據(jù)式（5），M3C 的高頻阻抗為ZM3C=Z1Z2，其中Z1和Z2可分別表示為：

以電壓、電流測(cè)量環(huán)節(jié)延時(shí)400 μs為例，圖9給出了ZM3C、Z1和Z2的相頻曲線。根據(jù)圖9 可知，Z1在高頻段相角近似為90°，表現(xiàn)為電感特性，當(dāng)Z2相角為正時(shí)，由于∠ZM3C=∠Z1+∠Z2，ZM3C相角將大于90°，此時(shí)M3C阻抗與交流系統(tǒng)阻抗間的相角差可能會(huì)接近或超過(guò)180°。若通過(guò)阻抗重塑策略將M3C阻抗相角限制在90°以下，由于交流系統(tǒng)阻抗相角在±90°之間，則交流系統(tǒng)阻抗與M3C阻抗間的相角差不會(huì)超過(guò)180°，系統(tǒng)不會(huì)產(chǎn)生不穩(wěn)定高頻諧振。具體地，Z1在高頻段表現(xiàn)為電感特性，結(jié)合式（6）可知，這是因?yàn)槠湎嘟翘匦灾饕善浔磉_(dá)式中的sL項(xiàng)決定，受控制系統(tǒng)影響較小，因此難以通過(guò)控制策略改變其相角特性；Z2僅受電壓前饋環(huán)節(jié)影響，因此通過(guò)重塑電壓前饋通道特性可以改變Z2的相頻特性，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)對(duì)ZM3C的阻抗重塑。

圖9 ZM3C、Z1和Z2的相頻曲線

3.2 高頻諧振抑制策略

本文選擇在電壓前饋環(huán)節(jié)中附加二階低通濾波器的M3C阻抗重塑策略，如圖10所示。濾波器表達(dá)式見(jiàn)式（7），其中f0為低通濾波器截止頻率，ζ為阻尼比。附加低通濾波器后，Z2=1/（1-KmGfilterGT2），在高頻段由于濾波器的低通特性，Gfilter≈0，Z2≈1，因此∠Z2≈0°。

圖10 附加低通濾波器后M3C簡(jiǎn)化控制框圖

以工頻側(cè)出現(xiàn)相角裕量不足的運(yùn)行方式為例，選擇f0=500 Hz，ζ=0.707。附加低通濾波器后，M3C和交流系統(tǒng)阻抗對(duì)比如圖11所示。根據(jù)圖11可知，附加低通濾波器后M3C阻抗相角減小到90°附近，M3C 阻抗幅值與交流系統(tǒng)阻抗幅值存在兩個(gè)交點(diǎn)，最大相角差出現(xiàn)在1 835 Hz 處，相角差為104°，原先相角裕量不足的情況得以改善。

圖11 附加低通濾波器后M3C阻抗與交流系統(tǒng)阻抗對(duì)比

4 高頻諧振抑制策略驗(yàn)證

根據(jù)第2章的分析可知，柔性低頻交流輸電系統(tǒng)的高頻諧振風(fēng)險(xiǎn)來(lái)自于呈負(fù)電阻電感特性的M3C與呈容性的交流系統(tǒng)間的諧振。在PSCAD/EMTDC 中搭建圖12 所示的仿真系統(tǒng)，M3C 的主要參數(shù)與表1中一致，延時(shí)為400 μs，低頻側(cè)接入理想電源，工頻側(cè)經(jīng)過(guò)并聯(lián)支路后接入電源，參數(shù)如表2所示，可以模擬呈現(xiàn)容性特征的交流系統(tǒng)。

圖12 仿真系統(tǒng)示意圖

表2 工頻側(cè)交流系統(tǒng)參數(shù)

圖13給出了M3C工頻側(cè)阻抗與工頻側(cè)交流系統(tǒng)阻抗對(duì)比結(jié)果。在M3C 工頻側(cè)接入系統(tǒng)1 時(shí)，系統(tǒng)諧振頻率為1 540 Hz，諧振點(diǎn)處阻抗相角差為178°，裕度不足；在M3C工頻側(cè)接入系統(tǒng)2時(shí)，諧振頻率為1 590 Hz，諧振點(diǎn)處阻抗相角差為183°，系統(tǒng)會(huì)出現(xiàn)高頻諧振失穩(wěn)。電壓前饋環(huán)節(jié)附加f0=500 Hz、ζ=0.707 的二階低通濾波器后，M3C 工頻側(cè)阻抗與工頻側(cè)系統(tǒng)阻抗的對(duì)比結(jié)果如圖14 所示。在圖14 中，當(dāng)接入系統(tǒng)1 時(shí)，諧振點(diǎn)處阻抗相角差變?yōu)?46°，當(dāng)接入系統(tǒng)2時(shí)，諧振點(diǎn)處阻抗相角差變?yōu)?46°。

圖13 M3C無(wú)附加低通濾波器時(shí)仿真系統(tǒng)的阻抗分析

圖14 M3C附加低通濾波器時(shí)仿真系統(tǒng)的阻抗分析

在PSCAD/EMTDC 仿真模型中，使系統(tǒng)運(yùn)行進(jìn)入穩(wěn)態(tài)，0.5 s 時(shí)工頻側(cè)交流系統(tǒng)切換至系統(tǒng)1，0.6 s 時(shí)投入低通濾波器。圖15（a）給出了交流系統(tǒng)A 相電壓仿真波形，0.5 s 時(shí)A 相電壓出現(xiàn)高頻諧波，由圖15（b）的諧波分析結(jié)果可知，諧波分量主要為30 次諧波，投入低通濾波器后該諧波分量消失。

圖15 M3C接入系統(tǒng)1時(shí)仿真波形和諧波分析

在PSCAD/EMTDC 仿真模型中，使系統(tǒng)運(yùn)行進(jìn)入穩(wěn)態(tài)，0.5 s 時(shí)工頻側(cè)交流系統(tǒng)切換至系統(tǒng)2，0.6 s 時(shí)投入低通濾波器。圖16（a）給出了交流系統(tǒng)A 相電壓仿真波形，0.5 s 時(shí)A 相電壓發(fā)生不穩(wěn)定高頻諧振，由圖16（b）的諧波分析結(jié)果可知，其諧波分量主要為31次和33次諧波，投入低通濾波器后高頻諧振得以抑制。

圖16 M3C接入系統(tǒng)2時(shí)仿真波形和諧波分析

綜上所述，對(duì)于諧振點(diǎn)處阻抗相角差接近180°的系統(tǒng)相角裕量不足的情況和相角差超過(guò)180°的系統(tǒng)失穩(wěn)的情況，均可以通過(guò)在電壓前饋環(huán)節(jié)中附加低通濾波器得到改善。仿真結(jié)果與理論分析基本一致，驗(yàn)證了理論分析的準(zhǔn)確性和所提高頻諧振抑制策略的有效性。

5 結(jié)論

本文對(duì)柔性低頻交流輸電系統(tǒng)的高頻諧振風(fēng)險(xiǎn)進(jìn)行了評(píng)估，分析了系統(tǒng)產(chǎn)生高頻諧振的機(jī)理，提出了在電壓前饋環(huán)節(jié)中附加低通濾波器的高頻諧振抑制策略，并在PSCAD/EMTDC 中進(jìn)行仿真，驗(yàn)證了所提策略的有效性，具體得到以下結(jié)論［28-31］：

1）針對(duì)杭州工程，在所考慮的工況范圍內(nèi)，亭山站工、低頻系統(tǒng)和中埠站低頻系統(tǒng)不存在高頻諧振風(fēng)險(xiǎn)，中埠站工頻系統(tǒng)存在一定的諧振風(fēng)險(xiǎn)，諧振風(fēng)險(xiǎn)大小與M3C電壓前饋環(huán)節(jié)延時(shí)和交流系統(tǒng)運(yùn)行方式有關(guān)。

2）在高頻段的部分頻段內(nèi)，電壓前饋環(huán)節(jié)延時(shí)在原先90°附近的M3C相角上又疊加了一個(gè)正角度，使M3C整體阻抗相角超過(guò)90°，從而導(dǎo)致某些諧振頻率點(diǎn)上交流系統(tǒng)與M3C 阻抗相角差過(guò)大，給系統(tǒng)引入了高頻諧振風(fēng)險(xiǎn)。通過(guò)在電壓前饋環(huán)節(jié)中附加低通濾波器，可以將M3C阻抗相角限制在90°附近，避免出現(xiàn)交流系統(tǒng)與M3C阻抗相角差過(guò)大的情況，有效地降低了系統(tǒng)發(fā)生高頻諧振的風(fēng)險(xiǎn)。