戴勇 李偉 江凇 王鵬程 王正斌*

（1. 國網(wǎng)江蘇省電力有限公司信息通信分公司，南京 210024；2. 南京郵電大學電子與光學工程學院，南京 210003）

引 言

微帶天線的低剖面平面結(jié)構(gòu)容易與柱面、曲面等形狀的載體共形，獲得了廣泛應(yīng)用.但低剖面結(jié)構(gòu)也導致微帶貼片天線如同漏波空腔體，諧振特性近似RLC 并聯(lián)諧振電路，Q 值較高，因此天線的阻抗帶寬很窄.目前主要有下面三種方法展寬微帶天線的帶寬：1)使用高厚度或者低介電常數(shù)的介質(zhì)基板來降低等效電路Q 值，從而增加阻抗帶寬[1-2]，但是這種平面天線中的表面波泄漏增加，導致輻射效率較差；2)改進饋電方式，如電磁耦合饋電[3-4]、L 形探針[5]或M 形探針[6]饋電等方式，但是天線輻射模式會隨頻率變化，而且交叉極化較高；3)用寄生元件組合多種耦合諧振模式增加帶寬，但其體積會增大很多[7].

K.F.Lee 等人[8-9]在輻射貼片上蝕刻U 形槽，在主諧振點附近引入了額外的諧振模式來展寬帶寬，但天線的厚度較大；類似結(jié)構(gòu)還有單層E 形微帶天線、層疊E 形微帶天線[10]等.在貼片天線表面蝕刻縫隙，改變表面電流分布實現(xiàn)雙頻諧振，調(diào)節(jié)縫隙位置和尺寸可使諧振頻率相互靠近，構(gòu)造雙模諧振獲得寬頻帶特性.2005 年B.Z.Wang 等人[11]提出在矩形貼片上加載多縫隙來同時激發(fā)TM10和TM01這兩個正交模式，實現(xiàn)帶寬增強和結(jié)構(gòu)緊湊，在0.01λ0的低剖面基礎(chǔ)上實現(xiàn)了3.8%的阻抗帶寬，但因使用高損耗的FR4 基材和蝕刻多縫隙，導致天線增益偏低，交叉極化高達-5 dB.2013 年J.Liu 等人[12]在圓形貼片上加載短路針，重構(gòu)了TM01和TM02模式的諧振頻率，在單極子輻射模式下實現(xiàn)了18%的寬阻抗帶寬，且能保持0.024λ0的低剖面特性，缺點是在工作頻帶內(nèi)輻射峰值不能穩(wěn)定.2016 年H.Wong 等人[13]在等邊三角形貼片下放置短路銷釘并蝕刻V 形縫隙，激發(fā)TM10和TM20模式，使天線帶寬達到32%，但天線厚度也增加到0.09λ0.2018 年L.Zhu 等人[14]基于TM1/2,0、TM1/2,2和TM3/2,2三模諧振設(shè)計了貼片天線，并通過加載多條短路壁改善了天線的輻射性能，在0.059λ0的剖面高度上使得帶寬增強至26.2%.2017 年W.J.LU 等人[15]設(shè)計了基于TM4/3,1和TM8/3,1模式的寬帶圓扇形貼片天線，由多模偶極子和空腔模型確定設(shè)計準則，在0.05λ0的低剖面條件下實現(xiàn)了14.5%的可用輻射帶寬.2020 年Z.F.WU 等人[16]根據(jù)直電偶極子的零頻率掃描工作原理設(shè)計了一款基于TM12/17,1、TM36/17,1和TM60/17,1的三模扇形貼片天線，天線工作帶寬增強至24%，厚度保持為0.05λ0.

本文通過在矩形貼片的非輻射邊加載短路壁降低H 面方向圖的高交叉極化，在貼片下方加載短路銷釘來提高TM1/2,0模式的諧振頻率，在TM3/2,0模式的零電流位置處切割一個矩形縫隙來激發(fā)輻射縫隙模式，形成具有低剖面、寬帶寬和降低H 面交叉極化性能的三模諧振貼片天線.該天線在厚度僅3 mm(0.029λ0)的情況下實現(xiàn)了18%的阻抗帶寬(2.64～3.17 GHz)，H 面交叉極化降低到-20 dB 以下.通過適當增加貼片寬度和調(diào)整天線結(jié)構(gòu)，降低TM1/2,2模式的頻率，使其與TM1/2,0、TM3/2,0和TMRS模式靠近，進一步實現(xiàn)了四模諧振，在保持天線厚度不變(3 mm)的情況下使得帶寬進一步增加到了21.7%(2.67～3.32 GHz).

1 天線結(jié)構(gòu)和工作原理

1.1 三模寬帶貼片天線的演化過程

圖1(a)中插圖為一矩形微帶貼片天線(Px=56 mm，Py=100 mm)，通過在其三側(cè)加載短路壁可以抑制其偶數(shù)階模式，同時減小E 面(x-z面)方向圖的高旁瓣和H 面(y-z面)方向圖的高交叉極化[13]，該天線三個模式TM1/2,0、TM3/2,0、TM1/2,2下的諧振頻率f1/2,0、f3/2,0、f1/2,2分別為1.35 GHz、2.84 GHz 和3.21 GHz.然后在輻射貼片下方加載一個由四個短路銷釘組成的陣列(如圖1(b)插圖所示)，將f1/2,0提升至2.68 GHz左右，同時保持f3/2,0在2.83 GHz 附近，此時f1/2,2也被提升至3.75 GHz.最后在TM3/2,0模式的零電流線附近蝕刻矩形縫隙(如圖1(c)插圖所示)，激發(fā)縫隙輻射模式TMRS，此時TMRS模式在3.07 GHz 工作，靠近f1/2,0和f3/2,0，該縫隙對TM1/2,0和TM3/2,0模式的影響可控，實現(xiàn)了基于TM1/2,0、TM3/2,0和TMRS的三模諧振.通過這些措施，天線的帶寬和輻射性能都得到了改善.

圖1 三模諧振寬帶貼片天線的演化過程Fig.1 The evolution process of the three-mode broadband patch antenna

1.2 天線參數(shù)研究與分析

短路銷釘?shù)臄?shù)量和位置、縫隙的長寬和位置等是影響貼片天線性能的幾個關(guān)鍵參數(shù)，對其進行深入分析.

1.2.1 加載短路銷釘重新分配TM1/2,0模式

通過適當添加短路銷釘，可有效控制TM1/2,0模的諧振頻率，而對TM3/2,0模的影響不大，可以顯著降低頻率比：f3/2,0/f1/2,0.圖2 給出了天線的諧振頻率和頻率比隨短路銷釘?shù)奈恢煤蛿?shù)量變化情況.圖2(a)為單個銷釘在貼片的中心平面處沿x方向距離短路壁為Bx的情況.在Bx/Px=0.1 時，f1/2,0和f3/2,0分別約為1.4 GHz和2.9 GHz，導致f3/2,0/f1/2,0=2.1 的較大頻率比.在Bx/Px達到約0.75 時，因為短路引腳適當?shù)胤胖迷赥M3/2,0模式的電場的節(jié)點線周圍，可獲得最小的f3/2,0/f1/2,0，約1.55.Bx/Px大于0.75 之后，雙模式的頻率比逐漸增大，遠離彼此.結(jié)果表明，Bx為0.75Px時可獲得最小頻率比.

圖2(b)為Bx/Px=0.75 時加載兩個短路引腳的分析.隨著By/Py從0.1 增加到0.9，f1/2,0在By/Py=0.3 時有最大值2.2 GHz，然而f3/2,0幾乎保持在2.85 GHz 左右.因此，通過選擇Bx/Px=0.75和By/Py=0.3，可實現(xiàn)f3/2,0/f1/2,0≈1.30 的最小值.圖2(c)和(d)進一步研究了在Bx/Px=0.75 下分別裝載有三個和四個短路銷釘時的f1/2,0，f3/2,0和f3/2,0/f1/2,0.與 圖 2(a)和 (b)相 比，獲 得了f1/2,0和f3/2,0的類似趨勢.因此，在加載四個短路銷釘，且Bx/Px=0.75和By/Py=0.5 時，可 達到f3/2,0/f1/2,0≈1.06 的最小值.

圖2 短路銷釘?shù)奈恢煤蛿?shù)量對天線諧振頻率的影響Fig.2 Impact of the position and number of the shorting pins on the resonant frequency

1.2.2 蝕刻縫隙激發(fā)TMRS模

為進一步拓寬天線的阻抗帶寬，在TM3/2,0模零電流線附近的輻射貼片上蝕刻一個線性槽，激發(fā)貼片天線的TMRS模，并將其移近TM1/2,0和TM3/2,0模.通過適當?shù)匦薷木€槽長度(Sy)，可以組合TM3/2,0和TMRS模式來擴展帶寬.三模諧振頻率f1/2,0、f3/2,0和fRS隨Sy變化情況見圖3(a)，可以看出，隨著Sy從40 mm增加到50 mm，fRS從3.5 GHz 急劇下降到3.1 GHz，但f1/2,0和f3/2,0基本保持不變，因此為得到最寬的帶寬選擇Sy=50 mm.進一步調(diào)整縫隙位置(Sx)和寬度(Sw)來分析阻抗匹配的問題，圖3(b)和圖3(c)表明，Sx從16.7 mm 增加到17.7 mm，Sw從2 mm 增加到4 mm，阻抗并不是一直都能很好地匹配，只有當Sx=17.2 mm，Sw=3 mm 時，才可以實現(xiàn)更寬的帶寬和良好的阻抗匹配.

圖3 縫隙長度Sy、位置Sx 以及寬度Sw對f1/2,0、f3/2,0和fRS 的影響Fig.3 Impact of the slot on (Sy、Sx and Sw) the resonant frequency,f1/2,0，f3/2,0 and fRS

這里需要指出的是，加載縫隙所激發(fā)的TMRS模也要輻射電磁能量.由于TMRS模和TM3/2,0模的諧振頻率靠近，兩條縫隙同時工作時會影響TM3/2,0模的方向圖，使得主波束指向有所偏轉(zhuǎn).而TM1/2,0模式的諧振頻率較低，與TMRS的頻率相隔較大，兩條縫隙之間的電間距對于TM1/2,0模而言很小.因此，加載縫隙對TM1/2,0模的方向圖影響較小.

1.2.3 加載短路壁2 的作用

為了驗證加載短路壁2 對H 面交叉極化的影響，本文用不加載短路壁2 的三模諧振寬帶天線進行對比.為了使兩種天線均能以相同模式諧振且工作頻率接近，通過調(diào)整短路銷釘、縫隙的位置和大小等進行結(jié)構(gòu)優(yōu)化.圖4(a)給出了兩種天線的端口反射系數(shù)，可以看出它們具有三個相同的諧振模式，但不加載短路壁2 的天線帶寬稍寬.圖4(b)～(d)是兩種天線分別在三個模式下H 面輻射圖的對比，可以看出加載短路壁2 的天線H 面交叉極化降低超過15 dB，證明了短路壁2 可以較大改善天線遠區(qū)輻射性能.

圖4 有無短路壁2 的三模寬帶天線仿真結(jié)果對比Fig.4 Comparison between the three-mode patch antenna with and without the shorting wall 2

1.2.4 三模諧振寬帶天線加工及其實驗結(jié)果

圖5(a)為三模貼片天線的俯視圖和側(cè)視圖，其剖面高度為0.029λ0(3 mm).圖5(b)為仿真和實測的端口回波損耗|S11|，并將其與常規(guī)的平面倒F 天線(planar inverted-F antenna,PIFA)進行了比較.從圖5(b)中可以發(fā)現(xiàn)，在2.6～3.2 GHz 的工作頻帶上存在三個最小值，與仿真的三個諧振模式一致，即TM1/2,0、TM3/2,0和縫隙模式(TMRS).由于結(jié)合了三個共振模式，實測中心帶寬擴展到18%(從2.64～3.17 GHz)，是傳 統(tǒng)PIFA 中心帶寬(5.2%，2.81～2.96 GHz)的3.4 倍.

圖5 三模寬帶天線實物圖及其性能對比Fig.5 The prototype of the three-mode patch antenna and their performance comparison

圖6 進一步給出了天線在三個諧振點處的仿真和測試方向圖.由于天線沿x方向結(jié)構(gòu)不對稱，輻射方向圖略微傾斜，仿真結(jié)果與實測結(jié)果吻合良好.此外，由于加載了短路壁1，E 面(x-z面)輻射圖的副瓣較低；而加載了短路壁2 后H 面(y-z面)輻射方向圖的交叉極化較好.頻帶內(nèi)增益整體大于6.5 dBi，峰值增益約8 dBi.

圖6 三模寬帶天線的仿真和測試方向圖Fig.6 Simulated and measured radiation pattern of the threemode patch antenna

2 四模諧振低剖面寬帶貼片天線

由圖1(b)可知，隨著短路銷釘?shù)募虞d，TM1/2,2模的諧振頻率f1/2,2將遠離f3/2,0，不能直接用于帶寬增加.而傳統(tǒng)PIFA 中TMmn的共振頻率(fmn)可以由腔模型理論得到：

式中：m=1/2,3/2,5/2,...；n=0,2,4,....；c是光速.式(1)表明貼片寬度(Py)增大能有效減小f1/2,2，同時，通過調(diào)節(jié)縫隙長度Sy調(diào)整fRS.為了進一步增加中心帶寬，可以增大貼片寬度來降低f1/2,2，使其接近f3/2,0和fRS，同步修正天線的其他參數(shù)，如短路銷釘?shù)拇笮『涂p隙的位置等，使得TM1/2,0、TM3/2,0、TMRS和TM1/2,2四個模式相互靠近，進一步展寬帶寬.

四模諧振天線的具體參數(shù)分析與1.2 節(jié)類似，此處不再贅述.四模諧振寬帶天線的具體結(jié)構(gòu)如圖7(a)所示，天線結(jié)構(gòu)參數(shù)見表1.圖7(b)給出了仿真和測試的回波損耗以及增益.從測試曲線中可以發(fā)現(xiàn)，在2.5～3.4 GHz 的工作頻帶內(nèi)存在四個諧振點：2.68 GHz、2.9 GHz、3.05 GHz、3.3 GHz，分別對應(yīng)著TM1/2,0、TM3/2,0、TMRS和TM1/2,2四個諧振模，與仿真結(jié)果一致.頻帶內(nèi)實測天線增益峰值約9 dBi.回波損耗和增益的仿真與實測之間的微小差異主要是由加工誤差造成的.由于結(jié)合了四種諧振模式，該天線的實測中心帶寬從三模天線的18%(2.64～3.17 GHz)進一步擴展到21.7%(2.67～3.32 GHz).

圖7 四模諧振天線的結(jié)構(gòu)圖及其性能對比Fig.7 Structure of the four-mode patch resonance antenna and its performance comparison

表1 四模諧振天線的結(jié)構(gòu)參數(shù)Tab.1 Geometric parameters of the four-mode patch antenna mm

圖8 進一步給出了這四個模式所對應(yīng)的電場分布.圖8(a)中僅一條y方向零值線，對應(yīng)TM1/2,0模；圖8(b)中出現(xiàn)兩條y方向零值線，對應(yīng)TM3/2,0模；圖8(c)中僅縫隙周圍輻射較強，其余都很弱，對應(yīng)TMRS模；圖8(d)中y方向一條零值線，x方向出現(xiàn)兩個零點，對應(yīng)TM1/2,2模.圖9(a)～(d)進一步給出了該四模寬帶天線在四個諧振點處的仿真和測試方向圖，仿真與實測結(jié)果吻合良好.

圖8 四模寬帶天線場強分布圖Fig.8 Field strength distribution of the four-mode patch antenna

圖9 四模寬帶天線的仿真和測試方向圖Fig.9 Simulated and measured radiation pattern of the fourmode patch antenna

表2 進一步給出了本文設(shè)計的天線與參考寬帶天線的對比，可以看出，本文設(shè)計的四模諧振低剖面寬帶天線在厚度及電性能方面具有綜合優(yōu)勢.

表2 本文工作與其他設(shè)計的比較Tab.2 Comparison among the designs in this paper and other literatures

3 結(jié) 論

本文設(shè)計了一款改善輻射性能的低剖面、多模、寬帶貼片天線.通過在貼片的非輻射邊緣加載短路壁，使得天線輻射方向圖的E 面旁瓣降低，有效減小H 面交叉極化；通過調(diào)整銷釘?shù)臄?shù)量和位置、開口狹縫的尺寸和位置，以及貼片天線的寬度，在前人所作的TM1/2,0、TM3/2,0、TMRS三模貼片天線基礎(chǔ)上進一步引入TM1/2,2模，設(shè)計出四模低剖面寬帶貼片天線，該天線僅以0.03λ0厚度就實現(xiàn)了21.7%工作帶寬.