黎 曙 朱大非 丁 盛 唐 波 張松華

（1.中國(guó)船舶集團(tuán)有限公司第七〇五研究所 昆明 650000）（2.海軍工程大學(xué) 武漢 430000）

1 引言

水聲信號(hào)發(fā)射機(jī)在主動(dòng)聲納設(shè)備及水聲通信設(shè)備中發(fā)揮著重要的作用。傳統(tǒng)A類、B類、AB類發(fā)射機(jī)效率低、體積、重量與發(fā)射功率的矛盾較為突出。D類發(fā)射機(jī)的工作效率較A類、B類、AB類發(fā)射機(jī)高[1]，但D類發(fā)射機(jī)需要體積龐大的LC濾波器。由于濾波器在通帶內(nèi)的非線性特性導(dǎo)致濾波器對(duì)水聲信號(hào)的衰減進(jìn)一步降低了發(fā)射機(jī)系統(tǒng)的效率。

基于上述不足，傳統(tǒng)發(fā)射機(jī)限制了水聲定位、水聲探測(cè)設(shè)備等聲納系統(tǒng)性能的進(jìn)一步提高，尤其是水聲浮標(biāo)、便攜式水聲導(dǎo)航通信設(shè)備和便攜式水聲通信設(shè)備等使用電池供電的現(xiàn)代水聲設(shè)備[2]。因此本文提出一種低壓高效大功率小型寬帶水聲信號(hào)發(fā)射機(jī)的方案，在保證D類發(fā)射機(jī)高效率的同時(shí)，無(wú)需LC濾波器，大大的縮小發(fā)射機(jī)體積。在直流24V較小供電電壓的情況下，保證較大的功率輸出。發(fā)射機(jī)工程樣機(jī)達(dá)到130W平均輸出功率的和192dB的聲源級(jí)，較小的體積，90%的效率以及較寬的帶寬，具有較高的可靠性[3]。

2 系統(tǒng)方案

本發(fā)射機(jī)由隔離電源模塊、調(diào)制模塊、電平轉(zhuǎn)換模塊、高速數(shù)字隔離模塊、驅(qū)動(dòng)模塊、全橋開關(guān)功率模塊、換能器寬帶匹配模塊等組成[4]。系統(tǒng)方案如圖1所示。隔離電源模塊用于輸出兩組+12V、兩組+5V共四組地線相互隔離的電源，為其它功能模塊供電，地線相互隔離這樣可以使發(fā)射機(jī)的強(qiáng)弱電部分之間沒(méi)有電的聯(lián)系，防止全橋開關(guān)功率模塊開關(guān)動(dòng)作引起電源和地電位的波動(dòng)和毛刺耦合到前面的弱信號(hào)電路，提高寬帶發(fā)射機(jī)的可靠性。5kHz～30kHz的水聲信號(hào)經(jīng)過(guò)調(diào)制模塊后輸出PWM信號(hào)、PWM信號(hào)進(jìn)行電平轉(zhuǎn)換并隔離后送入驅(qū)動(dòng)模塊產(chǎn)生驅(qū)動(dòng)信號(hào)驅(qū)動(dòng)，驅(qū)動(dòng)全橋開關(guān)功率模塊功率場(chǎng)效應(yīng)管開關(guān)工作；全橋開關(guān)功率模塊輸出的高頻脈沖信號(hào)通過(guò)升壓變器升壓，經(jīng)換能器寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)送入發(fā)射換能器進(jìn)行電聲轉(zhuǎn)換。

圖1 系統(tǒng)方案圖

2.1 PWM調(diào)制模塊

PWM調(diào)制模塊的性能直接關(guān)系到發(fā)射機(jī)的頻率響應(yīng)、失真度等重要參數(shù)。傳統(tǒng)的PWM調(diào)制方式，不管是自然采樣，還是均勻采樣，單邊調(diào)制和雙邊調(diào)制等等，PWM調(diào)制輸出為相位差為180o的高低電平信號(hào)，因此全橋開關(guān)功率模塊差分輸出信號(hào)在+VDD到-VDD之間翻轉(zhuǎn)。因此，差動(dòng)電壓擺幅為2*VDD。即使輸入信號(hào)為零，輸出占空比為50%的情況下，在負(fù)載上產(chǎn)生較大紋波電流，盡管整個(gè)負(fù)載的平均電流為0，但負(fù)載還是會(huì)承受不斷變換極性的全部電源電壓，導(dǎo)致負(fù)載損耗大。因此，需要一個(gè)LC輸出濾波電路來(lái)濾除紋波電流。

為了去掉傳統(tǒng)D類發(fā)射機(jī)輸出LC濾波電路、減小發(fā)射機(jī)的體積、提高發(fā)射機(jī)的效率，本方案中現(xiàn)對(duì)傳統(tǒng)PWM調(diào)制方式進(jìn)行改進(jìn)，采用一種改進(jìn)型PWM調(diào)制方式，其原理框圖如圖2所示。Vin1輸入 5kHz～30kHz的水聲信號(hào)，Vin2 輸入 5kHz～30kHz的水聲信號(hào)的反相信號(hào)，Vout1和Vout2通過(guò)電平轉(zhuǎn)換和數(shù)字隔離后分別控制全橋開關(guān)功率模塊的左右橋臂。Ramp Generator為高頻載波三角波產(chǎn)生器[5]，輸出的高頻三角波對(duì) 5kHz～30kHz的水聲信號(hào)進(jìn)行雙邊采樣。在輸入水聲信號(hào)頻率為20kHz時(shí)，調(diào)制模塊的Matlab仿真波形圖如圖3所示，在輸入信號(hào)的正半周，Vout2的占空比大于50%而Vout1占空比小于50%，而在輸入信號(hào)的負(fù)半周，Vout1的占空比大于50%而Vout2占空比小于50%，這樣在全橋開關(guān)功率模塊的左右橋臂中點(diǎn)差分輸出端電壓在大部分系統(tǒng)空閑時(shí)間內(nèi)為零，大大降低了整體功耗。由上述分析可知，調(diào)制模塊在無(wú)輸入信號(hào)時(shí)，Vout1和Vout2輸出占空比為50%，相位相同的方波，左右橋臂中點(diǎn)差分輸出電壓為零。因此能夠?qū)崿F(xiàn)D類發(fā)射機(jī)的無(wú)濾波器設(shè)計(jì)，從圖4中可以看出，左右橋臂中點(diǎn)差分輸出信號(hào)的頻率是三角波載波信號(hào)頻率的兩倍，因此相當(dāng)用二倍三角波載波頻率對(duì)5kHz～30kHz的水聲信號(hào)進(jìn)行采樣，發(fā)射機(jī)輸出THD更小。相比傳統(tǒng)PWM調(diào)制方式，在同樣的開關(guān)頻率的情況下，此種改進(jìn)型PWM調(diào)制方式可使功率管開關(guān)頻率減半，減小開關(guān)損耗，降低開關(guān)應(yīng)力，提高發(fā)射機(jī)的效率和可靠性。相比傳統(tǒng)PWM調(diào)制方式，改進(jìn)型PWM調(diào)制方式雜散頻譜更小。分別如圖4、圖5所示。

圖2 改進(jìn)型PWM調(diào)制原理圖

圖3 改進(jìn)型PWM調(diào)制波形圖

圖4 傳統(tǒng)型PWM調(diào)制頻譜圖

圖5 改進(jìn)型PWM調(diào)制頻譜圖

為實(shí)現(xiàn)對(duì)5kHz～30kHz的水聲信號(hào)進(jìn)行調(diào)制，根據(jù)采樣定理，采樣頻率至少應(yīng)大于被采樣頻率的兩倍以上，工程上，采樣頻率通常是被采樣信號(hào)最高頻率的6倍～10倍[6]。在本方案中，采樣頻率選為400kHz，三角載波的頻率為200kHz，完全可以滿足對(duì)輸出失真度的要求，在本方案中，選用TI公司的TPA3007D1為核心組成PWM調(diào)制模塊。

2.2 電平轉(zhuǎn)換模塊及高速數(shù)字隔離模塊

電平轉(zhuǎn)換模塊用于將調(diào)制模塊的輸出PWM脈沖信號(hào)轉(zhuǎn)換為高速數(shù)字隔離模塊要求的電平的信號(hào)，高速數(shù)字隔離模塊用于將電平轉(zhuǎn)換模塊的輸出信號(hào)與驅(qū)動(dòng)模塊的輸入完全隔離，使功率級(jí)的地線與弱信號(hào)地線完全隔離，提高發(fā)射機(jī)可靠性。為了發(fā)射機(jī)輸出失真較小，要求調(diào)制模塊輸出的兩路頻率為200kHz的高頻脈沖信號(hào)經(jīng)過(guò)電平轉(zhuǎn)換模塊及高速數(shù)字隔離模塊的信號(hào)變換后[6]，信號(hào)的延遲較小。在本方案中，采用C9011的組成的電平轉(zhuǎn)換電路，安捷倫公司高速數(shù)字隔離芯片HCPL0930組成高速數(shù)字隔離電路。

2.3 驅(qū)動(dòng)模塊及全橋開關(guān)功率模塊

全橋功率開關(guān)模塊是發(fā)射機(jī)中的一個(gè)非常關(guān)鍵的部分，直接關(guān)系到發(fā)射機(jī)的安全可靠運(yùn)行。其多個(gè)參數(shù)都需要慎重考慮，為使發(fā)射機(jī)在5kHz～30kHz寬頻帶范圍內(nèi)，就需選用性能良好的功率MOSFET，由于發(fā)射機(jī)的供電電壓只有+24V，為使發(fā)射機(jī)效率較高，功率MOSFET的壓降要很小，即其導(dǎo)通電阻Ron要小。同時(shí)由于開關(guān)頻率為200kHz，MOSFET的開關(guān)速度較快，為使MOSFET的開關(guān)損耗較小[7]，功率MOSFET的柵極電容CG也應(yīng)較小。在方案中由于采用的是改進(jìn)型PWM調(diào)制方式，在全橋開關(guān)功率模塊的死區(qū)時(shí)間內(nèi)，由于功率MOSFET的極間電容的存在，存在著橋臂中點(diǎn)輸出脈沖與功率MOSFET輸入控制信號(hào)脈沖延遲和超前現(xiàn)象[8]，發(fā)射機(jī)輸出的 5kHz～30kHz功率信號(hào)失真的現(xiàn)象，為使失真盡可能較小，應(yīng)選擇極間電容較小的功率MOSFET。此外要考慮功率MOSFET的最大漏極電流ID和漏源極電壓VDS。根據(jù)本方案的技術(shù)指標(biāo)，發(fā)射機(jī)輸出功率為100W以上，考慮電路實(shí)際運(yùn)行中，會(huì)有功率器件熱損耗及輸出變壓器的工作效率，在設(shè)計(jì)時(shí)按150W來(lái)計(jì)算，按為發(fā)射機(jī)供電電壓VCC為+24V，功率MOSFET上的管壓降為2V，則流過(guò)每只功率MOSFET上的最大電流為

由于電路采用的全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，在每個(gè)周期，全橋開關(guān)功率模塊的兩個(gè)橋臂的功率MOSFET輪流導(dǎo)通半個(gè)周期，所以每只功率MOSFET的平均電流為3.4A。全橋開關(guān)功率模塊中每只已關(guān)斷功率MOSFET承受的電壓理論峰值應(yīng)為直流母線電壓+24V，但在實(shí)際運(yùn)行中，由于主電路存在著分布電感參數(shù)，當(dāng)橋臂上MOSFET關(guān)斷瞬間，流過(guò)MOSFET的電流急劇變化，該電流與分布電感作用形成極高的尖峰電壓，該尖峰電壓又與電源電壓正向串聯(lián)后作用于功率MOSFET，從而使功率MOSFET承受的電壓遠(yuǎn)高于電源電壓的瞬時(shí)尖峰電壓[9]，該尖峰電壓UCESP為

在上式中1.265為安全系數(shù)，綜合以上因素，本方案選用國(guó)際整流器公司（IR）的IRFI421H-117P，其柵極電容為490PF，Ron最小值為58mΩ，最大漏源電壓VDS為100V，最大漏極電流ID為6.8A。

驅(qū)動(dòng)模塊是控制電路與全橋開關(guān)功率模塊之間的一個(gè)重要環(huán)節(jié)。根據(jù)IRFI421H-117P柵源電壓VGS和漏極電流ID曲線，柵源電壓VGS和導(dǎo)通電阻Ron曲線，要使漏極電流達(dá)到3.4A以上，導(dǎo)通電阻Ron盡可能接近58mΩ，柵源電壓VGS應(yīng)在10V～15V，在本方案中，驅(qū)動(dòng)電壓選為12V。當(dāng)水聲信號(hào)頻率為20kHz時(shí)，通過(guò)Matlab仿真可知，調(diào)制模塊的PWM信號(hào)的占空比在0.4%～99.6%間變化，因此最短高電平時(shí)間和最短低電平的時(shí)間為200ns，所以功率MOSFET的開關(guān)時(shí)間總和應(yīng)小于200ns，為使發(fā)射機(jī)的輸出失真較小，本方案使功率MOSFET的開通時(shí)間和關(guān)斷時(shí)間小于十分之一開關(guān)時(shí)間總和，即使功率MOSFET的開通時(shí)間tR、關(guān)斷時(shí)間tF小于20ns，因此要求驅(qū)動(dòng)模塊的最小能提供的輸出電流Isource和吸入電流Isink分別：

驅(qū)動(dòng)模塊設(shè)計(jì)中死區(qū)時(shí)間是D類發(fā)射機(jī)一個(gè)主要的失真源，死區(qū)時(shí)間越長(zhǎng)，非線性失真越大，產(chǎn)生功率MOSFET直通的可能就越小。但在本方案中，由于最短高電平時(shí)間和最短低電平的時(shí)間為200ns，因此死區(qū)時(shí)間不能大于200ns，否則，調(diào)制模塊輸出的脈沖寬度小于200ns的PWM信號(hào)經(jīng)過(guò)電平轉(zhuǎn)換和數(shù)字隔離作用全橋開關(guān)功率模塊后，全橋開關(guān)功率模塊的橋臂中點(diǎn)無(wú)輸出，導(dǎo)致發(fā)射機(jī)的輸出信號(hào)產(chǎn)生嚴(yán)重的失真。死區(qū)時(shí)間越小，非線性失真越小，但死區(qū)時(shí)間不能小于功率MOSFET的關(guān)斷時(shí)間tF[10]，否則產(chǎn)生功率MOSFET直通，損壞發(fā)射機(jī)。因此，驅(qū)動(dòng)模塊的設(shè)計(jì)中死區(qū)時(shí)間上需要一個(gè)折衷，在本設(shè)計(jì)中，死區(qū)時(shí)間選擇為40ns左右。從發(fā)射機(jī)性能參數(shù)以及電路的復(fù)雜度、穩(wěn)定性、安全性方面考慮，本方案最終選用SILICON LABS公司的驅(qū)動(dòng)芯片si8234組成的驅(qū)動(dòng)電路，該驅(qū)動(dòng)芯片的能提供的輸出電流Isource為2A，吸入電流Isink為4A，驅(qū)動(dòng)電壓范圍為6.5V～24V，同時(shí)該驅(qū)動(dòng)芯片的死區(qū)時(shí)間可從0到us級(jí)可調(diào)，完全可以滿足本設(shè)計(jì)的應(yīng)用需要。

2.4 升壓變壓器及換能器寬帶匹配模塊

升壓變壓器是將全橋開關(guān)功率模塊輸出48V峰峰值開關(guān)電壓升壓為1200V左右的換能器驅(qū)動(dòng)電壓。升壓器的設(shè)計(jì)在本系統(tǒng)的設(shè)計(jì)過(guò)程中十分關(guān)鍵，在保證足夠的開關(guān)速度和功率容量的同時(shí)，又要做到低功耗和小體積，根據(jù)磁芯的功率處理能力與面積Ap的關(guān)系式可確定磁芯尺寸，在本系統(tǒng)中變壓器的面積Ap為[11]

式中：AC為有效載面積；A0為窗口面積；pT為變壓器的視在功率（W）；fr為工作頻率（Hz）；B為磁芯的感應(yīng)強(qiáng)度（T）；j為導(dǎo)線電流密度（A/mm2）；kc為銅線在鐵心窗口的占空系數(shù)；k0鐵心占空系數(shù)，鐵氧體取1；考慮到升壓器的工作效率，在本設(shè)計(jì)中，取變壓器的輸出功率為200W，其視在功率Pt為400W。

通過(guò)查詢變壓器設(shè)計(jì)手冊(cè)，最終采用日本TDK公司材質(zhì)為PC44磁芯型號(hào)為PC-44229的磁罐，其特點(diǎn)是具有較高的功率容量，較小的體積。利用法拉第定律計(jì)算一次繞組的匝數(shù)NP：

二次繞組的匝數(shù)NS：

在實(shí)際繞制升壓變壓器時(shí)，由于受到繞制工藝的影響，實(shí)際升壓變壓器的匝數(shù)在上述匝數(shù)的基礎(chǔ)上做些細(xì)微調(diào)整。為減小趨膚效應(yīng)的影響，增大升壓變壓器窗口利用系數(shù)，增大升壓變壓器的填充系數(shù)，一次繞組的導(dǎo)線選用能通過(guò)較大的電流絕緣帶包裹的銅編織帶[12]。

通常壓電式水聲換能器其等效電路特性呈容性，為了提高發(fā)射機(jī)工作效率，需對(duì)換能器做阻抗匹配，由于工程上一般很難得到該函數(shù)的數(shù)學(xué)表示形式，因此，一般是利用阻抗分析儀測(cè)量換能器的工作頻段阻抗或?qū)Ъ{[12]。根據(jù)阻抗（或?qū)Ъ{）函數(shù)計(jì)算外加電抗元件的參數(shù)，保證外加的電抗元件與負(fù)載的電抗成分相互抵消，調(diào)整等效阻抗的相角，使等效負(fù)載整體趨于純阻態(tài)，使反射波為零。通常換能匹配有兩種，一種是單頻點(diǎn)或窄帶匹配，其主要思想利用換能器外部串聯(lián)或并聯(lián)電感元件與換能器本身在單頻點(diǎn)或窄帶中心頻率處形成單諧振回路。另外一種是寬帶匹配[13]，其主要思想就是需要在電路中構(gòu)建兩個(gè)諧振頻率[7]，通過(guò)調(diào)節(jié)諧振頻率點(diǎn)的位置可將兩個(gè)或多個(gè)諧振峰拼成一個(gè)較寬的通帶，圖6為雙峰諧振匹配電路。

圖6 雙峰諧振匹配電路

回路中存在兩個(gè)諧振頻率f1和f2（f1＜f2），諧振頻率f1和f2之間就是換能器工作頻率，換能器的靜態(tài)電容C0與串聯(lián)電感L2組成串聯(lián)諧振回路，它諧振于f2，串聯(lián)電感L2的值為，在頻率f1處該串聯(lián)諧振回路呈容性，與L1組成并聯(lián)諧振回路，諧振于f1，并聯(lián)電感L1的值為[14]。由于在本系統(tǒng)使用的發(fā)射換能器的頻帶寬度是20kHz～30kHz，為使換能器在整個(gè)幅頻響應(yīng)較為平坦，諧振頻率f1選為21kHz，諧振頻率f2選為29kHz，經(jīng)阻抗分析儀測(cè)量，本系統(tǒng)所用換能器的靜態(tài)電容為30.2nF，通過(guò)上述分析計(jì)算，串聯(lián)電感L2的值為0.997mH，并聯(lián)電感L1的值為0.903mH。雙峰匹配好后，經(jīng)阻抗分析儀測(cè)試，換能器匹配前的阻抗相角曲線如圖7中的實(shí)線所示，相角在30°～79.7°之間，換能器調(diào)諧匹配后的阻抗相角曲線實(shí)際測(cè)試值如圖8中的虛線所示，20kHz～30kHz頻率范圍內(nèi)相角在28°以內(nèi)，調(diào)諧匹配效果較好。

圖7 匹配前后的阻抗相角曲線

3 測(cè)試與評(píng)估

對(duì)發(fā)射機(jī)工程樣機(jī)進(jìn)行測(cè)試，發(fā)射換能器帶寬為 20kHz～30kHz，測(cè)試信號(hào)脈寬 40ms，頻率間隔1kHz單頻正弦信號(hào)時(shí)，通過(guò)對(duì)換能器兩端的電壓取樣測(cè)量可得，在發(fā)射機(jī)輸入信號(hào)在20kHz～30kHz的范圍內(nèi)，換能器兩端的電壓基本一致，發(fā)射機(jī)平均輸出有功功率有130W左右，其頻帶特性較為平穩(wěn)，起伏較小，發(fā)射機(jī)輸入信號(hào)在20kHz、25kHz、30kHz時(shí)，換能器兩端電壓經(jīng)電阻分壓后的波形如圖8所示。

圖8 換能器兩端的電壓波形

由圖8可見(jiàn)，發(fā)射機(jī)的輸出波形較好，失真較小。發(fā)射過(guò)程中24V供電電流在5.7A左右，由于可見(jiàn)，發(fā)射機(jī)的效率達(dá)到94.8%，說(shuō)明了匹配網(wǎng)絡(luò)的合理性及發(fā)射機(jī)的高效率。

4 結(jié)語(yǔ)

本文提出了一種高性能水聲信號(hào)發(fā)射機(jī)的方案，該方案利用改進(jìn)型PWM調(diào)制方法，降低D類發(fā)射機(jī)的開關(guān)頻率，提高發(fā)射機(jī)性能，在超過(guò)90%的高效率和低壓供電情況下超過(guò)100W的功率輸出。通過(guò)在較低的開關(guān)頻率情況下提高了三角載波頻率，減小諧波分量，達(dá)到免濾波電路設(shè)計(jì)的目的，提高發(fā)射機(jī)可靠性的同時(shí)減小了發(fā)射機(jī)體積。解決了目前傳統(tǒng)水聲信號(hào)發(fā)射機(jī)開發(fā)過(guò)程中所面臨的效率低、體積大等問(wèn)題，為高效率、小型化、便攜式水聲設(shè)備提供了一種新的方法。