章寶歌，焦越敏，孫瑞，平善言，吳伯祥

(蘭州交通大學自動化與電氣工程學院，蘭州 730070)

0 引言

近些年，柔性直流電網(wǎng)技術成為了支撐高比例新能源并網(wǎng)和消納的有效手段[1 - 3]，具有廣闊的應用前景[4 - 7]。且隨著新能源發(fā)電的應用逐年提升，高壓直流輸電由于能夠更有效地提高可再生新能源的利用效率，使得直流輸電系統(tǒng)的規(guī)模不斷擴大[8 - 10]。但由于直流輸電系統(tǒng)的結構日益復雜，給系統(tǒng)的運行及換流站帶來了很大的安全隱患[11 - 12]。高壓直流斷路器作為直流系統(tǒng)安全運行和繼電保護的關鍵設備，高壓直流斷路器的快速分斷能力、降低故障電流的上升率以及直流短路故障的隔離問題，是急需解決的問題[13 - 14]。

高壓直流斷路器(HVDC circuit breaker， DCCB)分為3類，機械式DCCB、全固態(tài)式DCCB及混合式DCCB[15 - 17]?；旌鲜紻CCB結合了前兩者的優(yōu)點，能滿足開斷速度快的同時實現(xiàn)通態(tài)損耗小，是直流電網(wǎng)保護的關鍵設備之一。傳統(tǒng)的混合式DCCB采用IGBT的串并聯(lián)組成轉移支路，消耗半導體器件多，成本較高[18 - 20]。文獻[21 - 22]提出的拓撲運用橋式電路來實現(xiàn)電流的雙向開斷，使得斷路器使用的IGBT數(shù)量減半，降低了制造成本，但未能抑制故障電流的上升。文獻[23 - 24]提出的拓撲結構都加了預充電電容，故障電流被切斷后電容的電壓極性發(fā)生變化，但其電壓很難恢復到原有極性，因而當重合閘時，需要進行預充電。文獻[25 - 26]提出的拓撲結構都加了接地二極管，故障側的電流通過二極管耗散，不再經(jīng)由避雷器吸收，從而減少了避雷器吸收的能量，但故障側的電流放電所需時間較長。

本文提出了一種具有重合閘功能的換流電容型高壓直流斷路器(capacitor-commutated high voltage DCCB, CC-HDCCB)拓撲。該拓撲的優(yōu)點為：1)可以利用電容替代IGBT，降低成本；2)可以利用電感降低電流的上升速率；3)可以利用旁路支路減少了避雷器吸收的能量；4)兩套晶閘管實現(xiàn)了雙向故障開斷和重合閘功能。

本文首先介紹了CC-HDCCB的結構以及工作原理，分析了運行過程，對重合閘過程進行了介紹。其次給出了斷路器的關鍵參數(shù)設計，最后對斷路器的可行性進行了仿真驗證。

1 拓撲結構和工作原理

1.1 拓撲結構

CC-HDCCB拓撲結構如圖1所示。其主體結構上采用了全橋式整流電路，由通流支路、限流支路、斷流支路和旁路支路4部分構成。圖1中Rs、Ls、Udc分別為MMC等效后串聯(lián)的電阻、電感和直流電壓，Rf為直流線路等效電阻，Ldc為直流電抗器。

圖1 CC-HDCCB拓撲結構Fig.1 CC-HDCCB topological structure

1)通流支路。由超快速機械開關(ultrafast mechanical switch，UFMS)和負載轉換開關(load commutation switch，LCS)組成。

2)限流支路。按照功能，限流支路分為3部分：(1)晶閘管閥組T1、T2二者交互作用，其作用是迅速將通流支路的故障電流轉移，保證UFMS在零電流電壓下可靠關斷。(2)T5a、T5b反向并聯(lián)晶閘管組和電容C1構成的串聯(lián)支路，其一電容C1的反向充電可儲存部分能量并抑制故障電流上升，其二限制了限流電抗L兩端的過電壓，其三保證了T1、T2的可靠關斷。電容的預充電及放電回路在此省略；(3)由晶閘管閥T6a、T6b反向并聯(lián)晶閘管組和限流電抗L及限流電阻RL的構成串聯(lián)支路，在故障回路中抑制短路電流的上升。

3)斷流支路。由單向的IGBT和避雷器并聯(lián)構成。該部分用以承載和開斷故障電流，利用避雷器耗散非故障側的能量。

4)旁路支路。由晶閘管閥組Tby和泄能電阻Rby串聯(lián)構成。當避雷器動作時隔離了故障側和非故障側電流后，利用泄能電阻吸收故障側能量。

1.2 工作原理

1)穩(wěn)定運行。當直流控制系統(tǒng)正常工作時,電壓只流過通流支路,而其他支路均保持在閉合狀態(tài)。

2)限流過程。直流系統(tǒng)發(fā)生故障，被檢測到后，導通通流支路中的T2、T4以及斷流支路中的換流電容C2，電流向限流支路轉移，同時給通流支路中的LCS關斷信號，當UFMS達到完全開距后，T1、T5a導通，電容C1開始放電，T2因承受反壓逐漸關斷。當電容C1兩端電壓為0時，開始反向充電，同時T6a也因耐受正壓而導通，限流電阻RL和限流電抗L開始運行。當電容C1兩端的電壓高于系統(tǒng)電壓后，C1所在的支路電流逐漸開始減少，至減小到0，C1關斷，限流電抗L所在支路完全投入運行。

3)斷流過程。斷流支路中的換流電容C2關斷，避雷器MOA導通，同時旁路支路導通，使得故障側和非故障側的故障隔離開后，非故障側的電流逐漸減小至0后避雷器自行安全切斷。

4)旁路過程。當避雷器開始動作后，旁路支路中的泄能電阻Rby吸收耗散故障側的能量。

5)重合閘過程。與交流斷路器相同，直流斷路器在分斷一段時間后也要進行重合閘，以保證電流短路故障排除，能恢復系統(tǒng)正常供電，提高系統(tǒng)供電的可靠性。當該電路進行重合閘時，由于電容器C1的電壓極性發(fā)生改變，不需要再給電容充電即可切斷故障電流，實現(xiàn)故障電流的重合閘過程。由于限流模塊的對稱性，無論故障電流的方向如何變化，限流模塊都可以輔助切斷故障電流。

2 運行過程分析

整個運行過程的時序圖如圖2所示。

圖2 運行時序圖Fig.2 Operation sequence diagram

2.1 故障關斷

2.2.1 電容器C1預充電階段(t0—t1)

從t0—t1，直流系統(tǒng)穩(wěn)定運行，在此期間，通過T2和S的導通來完成電容C1的初始充電。電容C1的充電原理圖如圖3所示，大電阻R1的作用是限制充電電流大小。當電容器C1充電完成時，流過T2的電流減小到0，T2被成功關斷。至此電容器C1的預充電完成。

圖3 電容C1預充電電路圖Fig.3 Capacitor C1 pre-charge circuit diagram

2.1.2 限流準備階段(t1—t3)

1)t1時刻電路發(fā)生故障，由于未檢測到電流發(fā)生故障，通流支路正常工作，其余支路處于被旁路狀態(tài)。t2時刻檢測到短路故障后，T2和T4以及斷流支路的換流電容C2的導通，確保LCS和UFMS不需要承受高電壓。向LCS發(fā)出分斷指令。電流迅速轉移，UFMS開始分斷，電流通流支路傳輸?shù)絋2和T4所在的通路。該時段的電流路徑如附錄A1(a)所示。

2)t2時刻，晶閘管T1處于關斷狀態(tài)，但換向電容的電壓加在晶閘管T1兩端，晶閘管T2兩端的電壓等于LCS與UFMS的導通壓降(大于0)，此時給晶閘管T2觸發(fā)信號，晶閘管T2成功導通。該時段的電流路徑如附錄圖A1(b)所示。在t3時刻，UFMS達到額定開距。

設直流系統(tǒng)電源電壓為Udc，直流線路的電流為idc，電抗電流為iL(t)，在t2—t3期間，可得：

(1)

(2)

由式(1)—(2)可得：

(3)

式中：τ=L0/R0；L0=Ls+Ldc；R0=Rs+Rf。

3)t2

(4)

式中uC2、iC2分別為電容C2的電壓和電流。

由式(2)可知線路的電流值為idc(t2)=iC2(t2)=I2，代入式(3)中可得：

iC2=idc=e-α(t-t2){UdcC1ωsin[ω(t-t2)]-
I2sin[ω(t-t2)-β]}

(5)

2.1.3 限流階段(t3

1)t3

2)t4時刻，T2關斷，但電容C1放電還未結束，t5時刻，電容C1放電結束。該時段的電流路徑如附錄A1(d)所示。

C1放電的動態(tài)過程描述為：

(6)

設電容C1的初始充電值為U0，由于T2關斷迅速，可忽略不計，即認為電流在t3時刻全部轉移至T5a支路中，得idc(t3)=iC1(t3)=I3，解式(6)可解得此階段中電容電壓及電容支路電流為：

(7)

iC1=(Udc+uC1)C1γsin(γ(t-t3))+I3cos(γ(t-t3))

(8)

3)t5

(9)

化簡得：

(10)

t5時刻，電容C1放電結束，故該時刻電容電壓uC1為0。即初始值uC1(t5)=0， 令該時刻電容C1的電流iC1(t5)=I5， 代入得：

(11)

隨著電容C1反向充電，充電時間越長，流過電容C1的電流iC1越小，電壓uC1越大。t6時刻，uC1升至系統(tǒng)電壓，電容C1斷開。

4)t6

將t6代入式(11)中得iC1(t6)=iL(t6)=I6， 由KVL、KCL可得阻感支路中瞬時電流iL為：

(12)

式中：τ0=(L0+L)/RL；RΣ=RL+Rs+Rf。

限流阻抗L支路的導通，減少了故障電流的上升速率。

2.1.4 吸能階段(t7

t7時刻，避雷器MOA達到工作電壓，避雷器MOA導通運行，換流電容C2關斷，同時引流支路導通接地。避雷器MOA投入運行后，開始吸收非故障側能量并限制過電壓。故障側電抗開始通過引流支路的晶閘管Tby對接地電阻Rby放電，引流支路的投運，降低了避雷器耗能需求。t8時刻，流過避雷器的電流為零，避雷器吸能結束，故障線路切斷成功。該時段內的電流路徑如附錄A1(g)所示。

記t7—t8時段避雷器吸能時間為Δt，動作電壓為UMOA，由式(12)可得t7時刻的故障電流為iC1(t7)=iL(t7)=I7， 由KVL得：

(13)

解式(13)可得：

(14)

式中：τ1=(L+Ls)/(RL+Rs)； ΔU=Udc-UMOA。

由式(14)可知，電抗值越小，電流下降速率越快，避雷器吸能時間為Δt越短。

2.1.5 旁路階段(t8

t8時刻避雷器吸能結束，非故障側電流降為零。故障側的能量通過接地電阻Rby耗盡。同時換流電容C2通過泄能電阻R2放電。t9時刻，全部回路運行完畢。該時段內的電流路徑如附錄圖A1(h)所示。

圖A1 故障斷路路徑圖Fig.A1 Fault shutdown path diagram

2.2 重合閘

由于直流輸電的故障類型有暫時性故障和永久性故障兩種類型，重合閘也分為兩種情況。當故障為暫時性故障時，斷路器正常閉合，其時序圖如圖4所示。

圖4 正常閉合時序圖Fig.4 Noral closing sequence diagram

正常閉合時，開通T1和T5a，在換向電容C1的放電作用下，流經(jīng)換流電容C2的電流迅速上升，斷路器兩端電壓下降為限流支路及斷流支路的導通壓降。幾微妙后，流經(jīng)C2的電流達到正常負荷電流后，通流支路的UFMS無弧合閘，導通LCS，電流轉移至通流支路，重合閘完成，其電流圖如圖5所示。如若流經(jīng)換流電容C2的電流依舊上升，則為永久性故障。

圖5 CC-HDCCB正常閉合電路圖Fig.5 CC-HDCCB normal closing circuit diagram

當故障類型為永久性故障時，只需要重新調換T1和T2的動作順序，以及重新調換T3和T4的動作順序，用T5b替換T5a，用T6b替換T6a，即可再次切斷故障電流，實現(xiàn)重合閘功能。由前面章節(jié)所述的工作原理可知，在CC-HDCCB開斷故障電流的過程中，直流電源將對電容器C1充電，不僅使得換相電容的電壓能得到補充，也減少了避雷器吸收的能量。CC-HDCCB完成故障電流關斷后，電容C1的放電路徑全部阻斷，電容C1中的能量得以保存，后續(xù)每次開斷故障電流都不需要對電容C1進行再次充電。重合閘電流路線附錄2所示，由附錄圖A2可知，CC-HDCCB重合閘后將恢復至附錄A1的初始工作狀態(tài)。

圖A2 重合閘路徑圖Fig.A2 Re-closing path diagram

3 仿真分析

3.1 器件參數(shù)設計

3.1.1 限流電阻RL的選擇

通過限流電阻耗能特性，避雷器吸收的能量減少。電流隨電阻RL變化的規(guī)律如圖6所示。

圖6 限流電阻RL與iL的關系Fig.6 Relationship between RL and iL

由圖6可知，電阻對電流影響不大。綜合考慮到電阻的體積、經(jīng)濟性、散熱性能等方面因素，本方案采用的限流電阻為5 Ω。

3.1.2 限流電抗L的選擇

限流電抗在電路中的使用，抑制了電流的上升速率。電抗越大，抑制效果越明顯，但會延長限流電抗L完全投入的時間，使故障分斷時間延長。從t5時刻開始投入運行，至t6時刻完全運行，此時，代入式(11)可得：

Δt0=arctan(-IL/λAUdcC)/λ

(15)

式中Δt0為阻感支路從開始到完全投入故障回路所需要的時間。

分析式(11)可知，λ的值與電抗L成正比，由式(15)可知，Δt0將會隨著λ的增大而增大；再者，當流過其的故障電流達到穩(wěn)態(tài)時，電抗L越大，電抗L本身所儲存的能量越多。

圖7為電抗L值變化時故障線路電流的變化規(guī)律圖，從圖7可知，電抗L越大，故障電流的二次上升速率越慢，但相反的是，電抗L越大，限流電抗完全投入使用的時間卻越長。由于目前高壓電抗成本高，但要保證它的絕緣及安全，因而對于500 kV直流系統(tǒng)，阻感支路采用200 mH的限流電抗。

圖7 限流電抗L與iC1的關系Fig.7 Relationship between current limiting reactance L and iC1

3.1.3 電容C1的選擇

本文提出的CC-HDCCB拓撲通過晶閘管T1(T2)控制換向電容所在支路的導通關斷，又換向電容的充放電也控制著晶閘管T2(T1)的關斷，故而換向電容C1所能承受的電流要大于短路電流峰值。在設計C1的值時，要考慮到其在充電時電容的耐壓能力。C1在放電過程中系統(tǒng)能量平衡關系式如下：

(16)

式中：udc(t5)、udc(t2)、idc(t5)、idc(t3)分別為t5時刻的故障電壓、t2時刻的故障電壓、t5時刻的故障流、t3時刻的故障電流。

分析式(16)可知，故障電流與電容C1成正比。

換向電容C1在充電過程中能量平衡式如下：

(17)

式中：idc(t6)、uC1(t6)、iL(t6)分別為t6時刻的故障電流、t6時刻電容C1的電壓、t6時刻電感L的電流；Wdc為電容反向充電期間轉移時產(chǎn)生的能量。分析式(17)可知，電容值越大，轉移的時間越長，轉移能量越大。

本文以500 kV直流系統(tǒng)為研究對象，電容C1的預充電電壓取U0。

由圖8可知，電容C1容值越小，電容充電越快，電流峰值越低，電阻和電抗所在支路支路完全投入所需時間越短；但容值越小，故障清除后UC1的絕對值將越大，該部分絕緣成本投入越大。本文電容C1的取值為10 μF。

圖8 C1、iC1、UC1的關系Fig.8 Relationship between C1 ,iC1 and UC1

3.1.4 換流電容C2的選擇

由圖9可知，電容C2的值越大，避雷器啟動時間越長，故障電流值越大，故障線路被關斷的時間也越長。但電容C2的值越小，會增大電路中電力電子閥組的電壓應力，綜合考慮，本文換流電容C2取20 μF。

圖9 C2、iC2的關系Fig.9 Relationship between C2 , iC2

3.2 直流故障電流仿真

本節(jié)以圖1所示的等效系統(tǒng)建立基于PSCAD的仿真模型，表1為仿真系統(tǒng)的主要參數(shù)。

表1 仿真參數(shù)表Tab.1 Simulation parameters

由圖10所示，在t=3.0 s時，系統(tǒng)發(fā)生短路故障，延遲了1 ms后到t=3.001 s時檢測到故障，開始轉移電流。LCS立即關斷，同時限流支路的晶閘管T2、T4以及斷流支路的IGBT導通，UFMS開始打開。經(jīng)過2 ms，即t=3.003 0 s時，UFMS完全關斷，同時T5a導通。此時T1因承受正壓而導通，電容C1開始放電。t=3.003 1 s時，T2因承受反壓關斷。t=3.003 35 s時，電容C1放電結束，開始反向充電，且T6a導通，限流電抗L所在支路投入使用。t=3.004 500 s時刻，限流電抗L所在支路完全投入運行，電容支路關斷，電流上升速度減小。t=3.004 9 s時，斷流支路的換流電容C2關斷，避雷器開始消耗非故障側電流，同時旁路支路的晶閘管Tby導通，旁路支路消耗故障側的能量。t=3.007 20 s時，故障側電流為0，電路故障清除。旁路支路電阻Rby依舊消耗故障側的能量；同時晶閘管T5導通，換流電容C2開始通過泄能電阻R2放電直至t9時刻結束。

圖10 仿真電路波形Fig.10 Simulation circuit waveform methods

而當再次發(fā)生故障時，時間順序不變，調換T1和T2的動作順序；調換T3和T4的動作順序，T5b替換T5a，T6a替換T6b，即可再次切斷故障電流，實現(xiàn)故障電流的重合閘。

3.3 性能對比

為了驗證本文所提方案的開斷性能，本文在相同仿真條件下對已有的其他方案進行仿真對比分析。方案1為文獻[21]所提的新型HDCCB拓撲，方案2為文獻[23]提出的具有限流功能的直流斷路器拓撲，方案3為本文所提出的換CC-HDCCB拓撲。3種方案的故障電流對比、避雷器吸收能量對比如圖11所示。

圖11 方案對比Fig.11 schemes comparison

3.4 經(jīng)濟性對比

為能夠更加客觀地說明本文所提的單個斷路器拓撲在故障分斷時的經(jīng)濟性，將文獻[21]所提的新型HDCCB拓撲，文獻[23]提出的具有限流功能的直流斷路器拓撲以及本文所提出的CC-HDCCB拓撲的器件使用數(shù)量和器件吸收的能量進行對比。

1)方案1：新型HDCCB

該方案轉移支路中的電力電子器件為IGBT，通常電力電子轉移支路需要承受1.5倍的額定直流電壓[27]，即額定電壓為500 kV，轉移支路的耐壓值為750 kV。需要承受的電流峰值為9.4 kA，計算的需要的IGBT數(shù)量為2 700個。且避雷器吸收的能量為14.5 MJ，對避雷器的性能要求很高。

2)方案2：具有限流功能的直流斷路器

方案2中，由于限流支路的加入，斷路器中電流的峰值顯著降低為9.4 kA，轉移支路的耐壓值為750 kV，得出需要的IGBT數(shù)量為1 800個。其晶閘管需要數(shù)量為166個。避雷器吸收的能量為12.0 MJ，相較于方案1，對避雷器的性能要求降低。

3)方案3：本文方案

當短路故障發(fā)生時，由于限流支路的結構具有對稱性，當電容C1的電壓極性轉變時，晶閘管T1、T2動作順序調換，因而晶閘管T1、T2的電壓和電流也發(fā)生了調換，同理晶閘管T3、T4動作順序調換，晶閘管T3、T4的電壓和電流也發(fā)生了調換。由圖12可知，晶閘管組(T1、T2、T3、T4)的耐壓峰值達到700 kV，電流峰值為6.5 kA。因此，每組晶閘管需要83個，總共需要332個晶閘管。IGBT被換流電容取代，因而需要的IGBT數(shù)量為1 800個。相較于方案2，避雷器吸收的能量為7.9 MJ，對避雷器性能的要求更低。

圖12 T1、T2電壓波形圖Fig.12 T1, T2 voltage waveform diagram

在額定直流電壓相等的條件下，對3種方案的對比結果如表2所示。

表2 3種方案對比結果Tab.2 Comparison results of three schemes

方案1中，混合式直流斷路器造價高昂的原因是大量使用IGBT器件，方案2、3使用晶閘管取代了大多數(shù)IGBT器件，降低了晶閘管的造價。方案3用換流電容取代IGBT，大大降低了成本，且在關斷時間以及避雷器MOA的耗能均比方案2降低很多，且因避雷器耗能減少，對其性能要求更低，顯著降低了避雷器的造價。總體分析，方案3的可靠性和性價比較高。

4 結論

在對本文所提的CC-HDCCB拓撲結構進行了原理分析、參數(shù)設計以及仿真驗證后，得到以下結論。

1)與IGBT相比，晶閘管的成本更低。采用兩組晶閘管實現(xiàn)雙向故障電流分斷，以及主限流部分采用大量串聯(lián)晶閘管，可以降低成本。

2)限流支路的結構是對稱的，因此換向電容C1的電壓極性不影響故障電流的分斷?？梢詽M足無論故障電流的方向如何變化，限流模塊都可以輔助切斷故障電流。

3)CC-HDCCB利用換流電容取代了傳統(tǒng)混合式IGBT，與傳統(tǒng)的混合型直流斷路器相比，IGBT的使用數(shù)量急劇降低，大大降低了成本。

4)無論是瞬時性故障還是永久性故障，CC-HDCCB都能實現(xiàn)對重合閘功能，保證了直流系統(tǒng)在斷路器零電流和幾乎零電壓的條件下恢復正常通電，保證了直流輸電系統(tǒng)的安全。