房緒鵬，王旭，闞興宸，王璞

(山東科技大學電氣與自動化工程學院,山東 青島 266590)

如今隨著科技以及經濟社會的高速發(fā)展,人們越來越重視新能源的開發(fā)與利用,然而新能源產生的電壓等級通常較低,這就需要合適的轉換器將新能源發(fā)電產生的低壓電能進行升壓并入電網(wǎng)以供使用。近年來,Z 源阻抗網(wǎng)絡[1]及其改進拓撲[2-6]陸續(xù)被提出,但其具有輸入電流不連續(xù)、升壓占空比較高等缺點。之后研究人員提出了Y 源阻抗網(wǎng)絡等新型阻抗源結構[7-12],利用耦合電感來進行升壓,設計更加靈活,但輸入電流不連續(xù)的問題沒有得到解決。本文在該新型準Y 源結構[13]的基礎上添加了二極管和電容,形成多個新的回路,保留了新型準Y 源變換器輸入電流連續(xù)的特點,并且可以在較小的占空比下獲得很高的電壓增益,有效減少了開關損耗。

1 改進型變換器電路結構及工作原理

本文所提出的改進型Y 源變換器如圖1 所示,該電路拓撲主要由3 個緊密耦合的電感N1,N2,N3以Y 形連接,在傳統(tǒng)準Y 源變換器的基礎上在耦合電感N1、N2支路上分別新增了一個電容和一個二極管,最后將二極管D1與二極管D2首尾相連形成一個新的回路。

圖1 改進型Y 源變換器

當電路處于穩(wěn)態(tài)時,變換器根據(jù)開關管的開通與關斷分為兩個工作狀態(tài):直通與非直通狀態(tài)。兩種工作狀態(tài)的等效電路如圖2 所示。

圖2 變換器等效電路

電路的直通狀態(tài)如圖2(a)所示,開關管S 處于導通狀態(tài),此時二極管D1和D3因為承受反向電壓而關斷。直流電源和電容C3向電感L1放電,電感儲存能量,電容C2和C1向三繞組耦合電感充電。此時輸入與輸出分隔開,負載由C4供能。此時,由KVL 可得:

式中:N1,N2,N3為三繞組的匝數(shù),且各繞組電壓比等于繞組匝數(shù)比。

電路的非直通狀態(tài)如圖2(b)所示,此時開關管S 與二極管D2斷開,D1與D3導通。電源與電感向耦合電感釋放能量,并同時給電容C1～C4進行充電,負載在非直通期間也由電源和電感提供能量。根據(jù)KVL,可以得到下列關系式:

由式(2)和式(3)可得:

由式(5)可得:

由電感的伏秒平衡結合式(7)、式(8)可得:

式中:D為開關S 的直通占空比。由式(6)、式(9):

式(1)、式(4)由伏秒平衡并結合式(10)可得:

式中:K為變換器的繞組系數(shù),由輸入與輸出的關系式便可得知,本電路拓撲的電壓增益為:

可以由上式得出占空比的取值范圍為:

所以占空比D的取值范圍會隨著繞組系數(shù)K的變化而改變。表1 和圖3 清楚地表示了不同K值所對應的占空比取值范圍、電壓增益以及匝數(shù)比。相較于Z 源拓撲結構,Y 源變換器中繞組系數(shù)K的加入,使電壓增益G不再只由占空比D所控制,因此電路參數(shù)的設計變得更加靈活和高效。

圖3 不同K 值下的電壓增益

表1 不同繞組系數(shù)K 和占空比D 下的變換器電壓增益

圖4 為繞組系數(shù)K為4 時電壓增益和占空比的關系圖,由圖4 可知,在繞組系數(shù)相同時,改進型Y 源變換器(IY)與Y 源(Y)和準Y 源(QY)變換器相比,在占空比相同的情況下,擁有更強的升壓能力,可以在較小的占空比下實現(xiàn)電壓的大幅度提升,降低了電路損耗,提高了電路工作效率。

圖4 三種拓撲升壓比較

2 電壓應力分析

隨著變換器升壓比例的提高,電路中的元器件也會同時承受較高的電壓,此時就不得不選用耐壓能力更高的元器件,這會使電路的成本提高,而且電路的安全性和穩(wěn)定性也會受到很大影響。

根據(jù)式(8)、式(11)、式(12),本文所提出拓撲的電容電壓可得:

電路中電容器電壓各不相同,但都和電壓增益G有一定的關聯(lián),表2 匯總了Y 源、準Y 源、改進型Y 源的電容器電壓應力,以及它們各自與其增益G的關系式,可以清楚地比較出在相同電壓增益條件下電容電壓應力的高低。

由表2 可知,當G相同時,改進型Y 源變換器的電容器C1的電壓是Y 源與準Y 源變換器的1/K倍,大幅度減小了電容器C1的電壓應力。當D、K取值相同時,電容器C2的電壓與準Y 源變換器的兩個電容相比都有所減小。而電容器C3的電壓大小會隨著K的取值發(fā)生變化,當K取值較大時改進型Y 源變換器的VC3則會比準Y 源的VC3小?？偟膩碚f,該電路拓撲增加了電容器的數(shù)量,但電容器的電壓應力有明顯的降低,電路的安全性和可靠性得到有力保障。

表2 3 種拓撲電容電壓分析

電路中各二極管與開關管的電壓應力也可以根據(jù)電路工作狀態(tài)直接求出,并在仿真電路圖中得到驗證。

直通狀態(tài)時,可得二極管D1和D3電壓:

非直通狀態(tài)時,可得二極管D2,開關管S 電壓:

由上式可知二極管與開關管的電壓都與占空比D、繞組系數(shù)K有關,因此可以選擇合適的K、D取值,使電路各器件的電壓應力達到最優(yōu)值,保證電路的運行。

3 仿真與實驗驗證

為了驗證上述理論分析,根據(jù)電路拓撲在MATLAB/Simulink 中搭建模型,并設置相應的參數(shù)比較不同條件下的工作狀態(tài)。在實驗室搭建硬件實驗電路,對電路拓撲進行實驗驗證。仿真參數(shù)如表3 所示。

表3 各元件參數(shù)

根據(jù)表3 中的數(shù)據(jù)進行模擬仿真,當K＝2,D＝0.2、D＝0.15 時的輸出電壓、輸入電流以及二極管的導通情況如圖5 所示。在理想狀況下,仿真輸出值與理論輸出值60 V、43.6 V 基本一致。二極管的開通情況也與電路的兩種工作狀態(tài)一致。

圖5 仿真波形

由仿真得到的輸出功率與輸入功率的比值可以得出電路的工作效率,圖6 為K＝2 時電路在不同占空比下的工作效率曲線,可以看出,由于漏感的存在,效率會隨著占空比D的增大而逐漸降低,但電路在絕大多數(shù)占空比條件下的工作效率都可以保持在一個較高的水平。

圖6 工作效率曲線

根據(jù)Simulink 仿真,搭建如圖7 所示實驗電路,選用DSP 芯片TMS320F28335 產生占空比為0.15的PWM 信號來控制IGBT 的導通與關斷,電路器件的型號參數(shù)與仿真時一致。當輸入為24 V,K設置為2 時輸出電壓、電容電壓波形如圖8 所示。

圖7 電路實物圖

由式(13)、式(17)～式(19)可以計算出此時的理論值分別為VO＝87.27 V、＝37.09 V、＝50.18 V,與圖8 所示的結果基本一致,證明了上述理論分析和仿真實驗的可行性,縱坐標每格表示30/20 V,橫坐標每格表示50 μs。

圖8 實驗波形圖

4 結語

本文介紹了一種改進型Y 源DC-DC 變換器電路拓撲,對其結構與工作原理展開了具體的分析,進行了相應的仿真與實驗驗證,證明了該變換器的可行性。該拓撲結構不僅輸入電流連續(xù),而且具有相對更強的升壓能力,較低的占空比使得開關導通時間短,提高了系統(tǒng)工作效率,十分適用于光伏發(fā)電系統(tǒng)等輸入電壓較低的工作場合。