鄭 宏，嚴序文，袁雪凱，秦潤田，尤濤

(江蘇大學電氣信息工程學院,江蘇 鎮(zhèn)江 212013)

隨著世界化石能源的日益減少,光伏發(fā)電、風力發(fā)電等新能源技術受到了越來越多的關注,但目前這些新能源發(fā)電單元受氣候、天氣等外部條件的影響較大,輸出電能不穩(wěn)定、不連續(xù),輸出電壓范圍較寬,因此就需要一款在寬輸入電壓下仍能高效運行的后級隔離型變換器。[1-2]而在一系列DC-DC 變換器結構中,全橋LLC 諧振變換器能夠在全電壓范圍內(nèi),實現(xiàn)原邊MOS 管的零電壓開通(Zero Voltage Switching,ZVS)和副邊整流管的零電流關斷(Zero Current Switching,ZCS)[3],開關損耗低,效率較高,同時又具有無功環(huán)流較小的特性,因此被廣泛應用于該領域。

傳統(tǒng)的LLC 諧振變換器通常采用變頻控制或移相控制來調(diào)節(jié)輸出電壓。當輸入電壓范圍較寬時,變頻調(diào)控需要較寬的頻率變化范圍,不利于磁性元件的優(yōu)化設計,從而導致變換器的效率較低。移相控制技術目前也受到了廣泛應用,它具有開關頻率固定、控制電路結構簡單等優(yōu)點,可以在較寬的輸入電壓范圍下調(diào)節(jié)變換器的電壓增益,但它的電壓增益比只能低于1,并且移相角不宜過大,否則就會引起變換器的原副邊電流應力增大、無功環(huán)流增大等問題,從而導致變換器的效率低下[4]。

針對以上問題,文獻[2]提出一種將可變倍頻技術和Burst 控制模式相結合的方法,將輸入電壓的高低電壓比增大到4∶1,雖然該方法大大拓寬了輸入電壓范圍,但控制電路結構復雜,且在輕載時效率較低。

文獻[3]提出一種混合模式控制的LLC 變換器,副邊兩個整流管被換成了開關管。在高輸入電壓下,采用移相控制技術改變開關管的電壓增益,以此來達到穩(wěn)壓的目的,記為Buck 模式；當輸入電壓較低時,通過控制副邊開關管的共同導通時間來提升變換器的電壓增益,穩(wěn)定輸出電壓,記為Boost 模式。但是當變換器工作在Buck 模式下,變換器就存在一個周期沒有能量直接傳到副邊,且變換器的原邊環(huán)流較大,效率較低。并且變換器增加了兩個開關管,需要額外的控制電路,增加了成本,也降低了效率。文獻[4]提出了一種Boost 集成型LLC 諧振變換器,它在橋臂中間增加了兩個Boost 輸入電感,一定程度上增大了變換器的電壓增益,但所提變換器只有在輸入電壓在中間值附近時,變換器的工作特性最優(yōu)。

本文在拓撲和控制方法上作出改進,提出一種將磁控制的可變電感技術和全橋雙諧振腔LLC 諧振變換器(Full-Bridge Double Resonant Tank,FBDRT)相結合的新方案。首先介紹了全橋雙諧振[5]LLC 諧振變換器的工作原理及其能夠降低電壓增益需求的原因,然后分析了如何將可變電感技術與之相結合。目前可變電感技術已經(jīng)被廣泛應用在電子鎮(zhèn)流器、LED 驅(qū)動電源等領域。在諧振變換器中,可變電感通過反饋輸出電壓來改變壓控電流源的電流,從而改變磁芯磁導率來控制磁芯的飽和程度,以達到調(diào)節(jié)電感的目的,從而能夠調(diào)節(jié)電壓增益來穩(wěn)定輸出電壓[6]。

1 工作原理分析

基于磁控制的FBDRT LLC 諧振變換器如圖1所示。開關管S1～S4組成全橋逆變網(wǎng)絡,復合可變電感Lr,諧振電容Cr1、Cr2以及變壓器勵磁電感Lm1、Lm2共同構成雙諧振腔結構,兩個相同的變壓器將變換器的原副邊隔離開,副邊的橋式整流電路由D1～D4組成?？勺冸姼械腖r的主繞組為Nac,附加繞組為N1、N2,反饋控制回路通過控制壓控電流源的直流偏置電流Idc來實現(xiàn)電感量的控制。

圖1 基于磁控制的FBDRT LLC 諧振變換器

1.1 電路拓撲原理分析

FBDRT LLC 變換器在全橋LLC 諧振變換器的基礎上多增加了一個諧振腔,如圖2 所示,方波發(fā)生網(wǎng)絡中的S1、S4和S2、S3開關管以0.5 的占空比交替互補導通,那么Uab是占空比為0.5,峰值為±Uin的方波；Uac是占空比為0.5,峰值為±Uin/0 的方波,但Uac存在直流偏置電壓0.5Uin。為了便于變換器的模態(tài)分析,現(xiàn)假設:

圖2 FBDRT LLC 諧振變換器的工作模態(tài)

(1)原邊開關管、副邊整流二極管均為理想開關管。

(2)開關管S1～S4的寄生電容大小相等,記為Coss。

(3)諧振電容Cr1、Cr2相同,即Cr1＝Cr2＝0.5Cr。

(4)勵磁電感Lm1、Lm2相同,即Lm1＝Lm2＝2Lm。

(5)兩變壓器匝比na、nb相同,na＝nb＝2ne。

設計時,為了降低開關損耗,將變換器設計工作在ZVS 區(qū)域,即fs＜fr-min,典型工作波形如圖3 所示。所提電路拓撲在fs＜fr時的模態(tài)分析如下。(由于波形的對稱性,在此僅取正半周期進行說明)。

圖3 FBDRT LLC 變換器在fs＜frmin時的典型波形

開關模態(tài)1[t0～t1]在t0時刻之前,S2、S3兩個開關管導通,此時iLr和iLr1為負值,且iLr＝iLm1＋iLm2,變壓器原邊繞組無電流通過,變壓器副邊繞組中流過的電流值為0。t0時刻,S1～S4四個開關管全都關閉,此時復合支路總諧振電感電流值為負,即iLr分別給S2、S1的寄生電容分別充放電,同時iLr1給S3的寄生電容充電的時候,給S4的寄生電容放電。當S2寄生電容電壓上升到輸入電壓值時,S1寄生電容的電壓下降為0 時,iLr和iLr1分別流過S1、S4的體二極管,為下個模態(tài)開關管ZVS 開通創(chuàng)造條件,此時為t1時刻,模態(tài)1 結束。模態(tài)1 的等效電路圖如圖2(a)所示。

開關模態(tài)2[t1～t2]在t1時刻,打開開關管S1、S4兩開關管實現(xiàn)ZVS 開通,副邊整流二極管D1和D4開始導通,uab和uac電壓都為Uin；兩變壓器的輸出電壓之和為Uo,勵磁電感Lm1、Lm2被輸出電壓鉗位,諧振電感Lr分別與諧振電容Cr1和Cr2發(fā)生串聯(lián)諧振,輸入電壓源通過兩個諧振支路向負載傳輸能量,當諧振電感上的電流等于兩個勵磁電電感上的電流之和時,該模態(tài)結束。模態(tài)2 的等效電路圖如圖2(b)所示。

開關模態(tài)3[t2～t3]在t2時刻,勵磁電感上的電流之和等于諧振電感上的電流,副邊電流is自然降到0,D1和D4實現(xiàn)ZCS 關斷。此時Lm1、Lm2不再受到輸出電壓鉗位,與諧振電感Lr、諧振電容Cr1一起諧振；t3時刻,開關管S1、S4關斷,模態(tài)3 結束,變換器進入下半周期的對稱模態(tài)。模態(tài)3 的等效電路圖如圖2(c)所示。

對[t0～t3]時段內(nèi),兩個諧振腔列寫狀態(tài)方程:變換器的狀態(tài)變量分別為iLr、ucr1、

由電感Lr和Lm2在整個開關周期內(nèi)的伏秒平衡原則可知,uac的直流偏置電壓0.5Uin將完全由諧振電容Cr2承擔,那么可以得到為

[t0～t1]是原邊開關管的死區(qū)時間,持續(xù)時間很短,可以忽略,那么兩個諧振腔的狀態(tài)變量在時段的[t0～t2]表達式為:

用式(2)加上式(3),便可推導出開關模態(tài)1 和開關模態(tài)2 時間段內(nèi)變換器諧振電流iLr和變壓器勵磁電流iLm的表達式為

同理,可以得到[t2～t3]時段內(nèi)iLr和iLm的表達式為

根據(jù)以上兩個式子,可以將FBDRT LLC 變換器等效成下圖的全橋變換器,只是等效的輸入電壓源變?yōu)?.75Uin,如圖4 所示。

圖4 FBDRT LLC 諧振變換器的等效電路

當fs＝fr時,變壓器T1的輸出電壓為±Uin/na,T2的輸出電壓為±0.5Uin/nb,此時根據(jù)變換器的電壓增益公式M＝neUo/Uin可以得到M＝0.75。那么FBDRT LLC變換器基于FHA 分析法所得電壓增益公式[7]如下:

式中:Ln為歸一化電感量,Ln＝Lr/Lm；Q為品質(zhì)因數(shù),Q＝Z0/Req；Req為交流等效電阻,Req＝8n2R/π2；Z0為特征阻抗；fn歸一化頻率,fn＝fs/fr,fs為開關頻率,fr為串聯(lián)諧振頻率。

由式(6)可知,FBDRT LLC 變換器可以降低寬輸入電壓范圍下變換器所需的電壓增益需求,它的輸入電壓變化范圍是全橋LLC 變換器的4/3 倍,因此該拓撲更適用于寬輸入電壓范圍下。

1.2 反饋控制回路原理分析

用MATLAB 繪制出電壓增益M隨電感比(Ln＝Lm/Lr)變化的曲線,如圖5 所示。由圖5 可知,在歸一化頻率fn＜1 且品質(zhì)因數(shù)不變的情況下,隨著電感比的減小,變換器電壓增益曲線越來越陡,變化范圍越來越大[8],有利于增大輸入電壓范圍,且變換器工作在定頻模式下,有利于減小開關損耗和磁性元件損耗。

圖5 不同Ln 下的電壓增益曲線

并且從圖中可以看出,使用傳統(tǒng)的變頻調(diào)節(jié)方案,當輸入電壓范圍很寬時,變換器需要很寬的頻率變換范圍,這對變換器中的磁性元件的優(yōu)化設計是非常不利的,從而導致變換器整體效率降低。因此本文提出一種基于磁控制的可變電感控制方案,讓變換器工作在定頻模式下,將諧振電感做成可變電感,通過改變電感值,從而改變諧振回路的電壓增益,進而調(diào)節(jié)輸出電壓。

以寬范圍電壓為例,為了滿足最低輸入電壓時的最大增益需求,此時需要較小的Ln,即較大的Lr,此時諧振電感Lr上的峰值電流較低,初級開關管的開關損耗較低,有助于提升效率。當輸入電壓為最大輸入電壓時,此時對應最小的電壓增益,如圖所示,Ln較大,即較小的Lr,諧振電感Lr上的峰值電流就會增加,此時初級開關管的導通和關斷損耗就會增加,降低變換器的效率,因此在制作可變電感時,電感的最低飽和值應在滿足最低電壓增益需求的基礎上,盡量選取較大的值,以保證峰值電流不會太大,這樣就能保證變換器在全電壓范圍內(nèi)實現(xiàn)效率的提升。

2 磁控制的可變電感原理簡介

可變電感通常采用如圖6 所示的雙E 型磁芯構成,主要由三個繞組構成,它的主繞組繞制在中間磁柱上,而兩個偏置繞組則以相同的匝數(shù)分別繞制在磁芯的左右兩側(cè)磁柱上。兩邊磁柱不開氣隙,而中間磁柱開氣隙(可以防止磁芯快速飽和)。[9-10]可變電感的磁芯結構特性前人已經(jīng)作出了相應的分析,此處不再贅述?？勺冸姼惺峭ㄟ^控制磁芯的飽和程度來控制電感量的變化的,文獻[11]對可變電感的感量表達式作出了推導,此處假設邊柱磁導率處處相等,記為μv,則感量計算表達式如下:

圖6 基于磁控制的可變電感結構圖

式中:μv、μc、μ0分別為邊柱磁導率,中柱磁導率和中柱氣隙的磁導率；lv、lc、lg分別為整個邊柱,中柱(不含氣隙),氣隙的磁路長度；A1,A2,Ae分別為端柱,邊柱,中柱的截面積,Ae＝2A1＝2A2,并設A1＝A2＝Av；N為磁芯所繞導線匝數(shù)[11]。

由式(7)可知,電感值被劃分為前后兩個部分,前半部分lv/2μvAviN2中的μv受到反饋控制回路的壓控電流源的電流idc的控制；后半部分的lc/μcAeN2＋lg/μ0AeN2是幾乎不發(fā)生變化的主繞組的電感量[11]。當輸出電壓發(fā)生變化的時候,反饋控制回路通過誤差放大器調(diào)節(jié)壓控電流源的電流,從而改變邊柱磁導率,達到調(diào)節(jié)電感的目的。在輸入電壓為120 V 的時候,標稱狀態(tài)下,此時壓控電流源的電流idc為零,沒有電流流過控制繞組N1和N2,此時諧振電感具有最大值Lr-max,諧振電感上的電流峰值較低,此時原邊開關管的開關損耗就會降低,因此所提方案在低輸入標稱電壓下具有高效率。當壓控電流源的電流Idc逐漸增大后,諧振電感值逐漸減小,當Idc增加到一定程度,磁芯完全飽和,此時諧振電感值達到最小值Lr-min。此時無論Idc怎么變化,電感值也不會再發(fā)生變化。

3 系統(tǒng)主要參數(shù)設計

為驗證FBDRT LLC 變換器在寬輸入電壓[12]時依然能保持高效率,本文設計了輸入電壓為120 V～400 V、輸出為48 V/5 A 的雙諧振腔LLC 變換器實驗樣機。定義Q＝2,fs＝135 kHz。

(1)變壓器變比

由上文分析可知,標準輸入電壓為120 V,并定義二極管和副邊線路上壓降之和VD＝2 V,因此等效變壓器變比可由下式計算為:

(2)諧振槽參數(shù)計算

諧振電容Cr的計算公式如下:

諧振電感Lr的取值范圍計算如下:

由上文分析已知,fs＜fr-min,因此在設計時,當可變電感取最大值時,應使串聯(lián)諧振頻率等于開關頻率,這樣便可以保證開關頻率fs在全范圍內(nèi)均小于等于串聯(lián)諧振頻率fr,即變換器工作在ZVS。在標準輸入電壓下,此時反饋控制回路的壓控電流源電流Idc為0,此時諧振電感取最大值,即串聯(lián)諧振頻率取最小值fr-min那么諧振電感最大值計算公式如下:

由圖5 可以確定最小電感比Ln的值,已知電感比越小,效率越高,但較大諧振電感也會給繞制可變電感的過程增加難度,并且會增大無源器件的體積,折中選擇Ln＝1 即可滿足電壓增益需求。可以求出變壓器勵磁電感值為

并且由圖5 可知,當輸入電壓為最大值時,電壓增益比很小,此時為了避免諧振電感值太小、原邊開關管損耗增大而引起效率降低的問題,選擇Ln＝4即可滿足要求,因此可以求出可變電感最小值為

4 實驗結果

為了驗證以上理論分析的正確性,本文繞制了一個15 μH～60 μH 的可變電感器,制作了一臺240 W的實驗樣機,驗證了該變換器在寬輸入電壓下仍能夠安全穩(wěn)定工作,并且具有高效率。變換器參數(shù)如下:

輸入電壓:120 V～400 V

輸出電壓:Uo＝48 V

輸出電流:Io＝5 A

開關頻率:fs＝135 kHz

變壓器變比:na＝nb＝3.6

諧振電感:15 μH～60 μH

諧振電容:Cr1＝Cr2＝12 nF

勵磁電感:Lm1＝Lm1＝120 μH

圖7、圖8 為開關管軟開關的實現(xiàn)波形。從圖7可以看出,在開關管S1開通時,S1的漏源極電壓已經(jīng)下降為0,此時流過開關管電壓電流乘積為0,即S1實現(xiàn)ZVS 開通。從圖8 可以看出,在t2時刻,流過副邊二極管D1的電流已經(jīng)降為0,即副邊二極管實現(xiàn)ZCS 關斷。

圖7 ZVS 實現(xiàn)波形

圖8 ZCS 實現(xiàn)波形

圖9 為變換器的輸出電壓波形,從圖中可以看出,當輸入電壓發(fā)生變化時,變換器通過反饋控制回路控制壓控電流源的電流大小,從而可以調(diào)節(jié)可變電感值,使輸出電壓穩(wěn)定在48 V。

圖9 輸出電壓波形

圖10 給出了變換器效率隨輸入電壓的變化曲線,可以看出,FBDRT LLC 變換器的效率隨著輸入電壓的增加而減小,正是由于隨著輸入電壓的增加,可變電感值隨之減小,變換器的關斷電流和傳導電流增加,導致效率η下降。此外,圖10 也展示了變換器效率隨負載的增加而增加。Uin＝160 V,重載時,η＝90%。

圖10 實測變換器的效率曲線

5 結論

本文提出了一種基于磁控制的可變電感器方案來實現(xiàn)穩(wěn)壓的雙諧振腔LLC 諧振變換器。通過理論分析和實驗驗證,得出FBDRT LLC 變換器能夠在不犧牲效率的前提下,能夠?qū)⑤斎腚妷鹤兓秶貙挒槿珮騆LC 變換器的4/3 倍,能夠有效解決目前新能源發(fā)電單元受外界環(huán)境因素影響的問題。并且所提變換器還具有以下優(yōu)點:

(1)變換器原邊能夠?qū)崿F(xiàn)ZVS,副邊能夠?qū)崿F(xiàn)ZCS,開關損耗低,變換效率較高。

(2)該變換器工作在定頻模式下,有效解決了變頻調(diào)控下諧振變換器的EMI 問題,有利于磁性元件的優(yōu)化與設計,提高了變換器的效率。

(3)變換器原邊兩條支路的電流互不影響,即變換器的原邊不存在環(huán)流。