溫傳新，朱金大，武迪，云陽，程遠，杜博超

（1.國電南瑞科技股份有限公司，江蘇 南京 211106；2.哈爾濱工業(yè)大學電氣工程及自動化學院，黑龍江 哈爾濱 150001）

隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，高耐壓、高效率、高結(jié)溫已成為電力電子器件技術(shù)的發(fā)展趨勢[1]。與傳統(tǒng)的IGBT相比，第三代寬禁帶半導體器件SiC MOSFET在高開關(guān)速度、高耐壓、低損耗等方面具有優(yōu)勢，已成為近年來新的研究熱點[2]。電動汽車要求電驅(qū)動系統(tǒng)具有高功率密度、高效率、高工作溫度以及高可靠性，SiC MOSFET在電驅(qū)動系統(tǒng)中的優(yōu)勢與潛力，為電動汽車小型化、輕量化的發(fā)展注入了新的動力[3-4]。

然而，SiC MOSFET的高頻、高速開關(guān)速度特性，使其對驅(qū)動回路與功率回路的寄生參數(shù)敏感度增大，在開關(guān)過程中更易產(chǎn)生電壓電流的過沖和振鈴，引發(fā)電磁干擾問題，也會導致橋臂串擾和驅(qū)動振蕩問題，嚴重威脅電驅(qū)動系統(tǒng)的安全[5-6]。文獻[7]設(shè)計了SiC MOSFET的驅(qū)動電路，通過在器件柵極和源極兩端并聯(lián)電容，減慢開關(guān)速度，在犧牲效率的情況下，避免了橋臂串擾引起的驅(qū)動振蕩問題。但是該研究只是針對電流等級比較小的單管SiC MOSFET設(shè)計的驅(qū)動電路，而隨著電流等級的增加，橋臂串擾、驅(qū)動振蕩以及短路保護問題會變得嚴峻，有必要對大功率SiC功率模塊的可靠驅(qū)動進行研究。文獻[8]設(shè)計了一種SiC MOSFET快速保護電路，利用分流器檢測法檢測短路電流，雖然可以實現(xiàn)快速保護，但是串聯(lián)的電阻會增加損耗。文獻[9]采用分立器件搭建了一種SiC MOSFET高溫驅(qū)動電路，高溫驅(qū)動下效果較好，但是分立器件增加成本的同時也增加了故障率。文獻[10]設(shè)計了一種柵極有源鉗位電路來抑制橋臂串擾問題，但是實驗驗證使用的SiC MOSFET仍然為小功率的單管器件，對于在大功率SiC功率模塊中的實際應(yīng)用效果沒有進行實驗驗證。

本文針對大電流SiC MOSFET功率模塊的驅(qū)動與保護問題，設(shè)計了一款驅(qū)動器。采用高可靠性、高抗擾性能的電源及驅(qū)動芯片設(shè)計驅(qū)動電路，增加共模電感提高驅(qū)動電路抗擾性能，設(shè)計短路保護電路實現(xiàn)對大電流短路故障的快速響應(yīng)。通過對SiC MOSFET驅(qū)動振蕩機理的分析，指出優(yōu)化驅(qū)動回路PCB走線布局，減小驅(qū)動回路寄生電感是抑制振蕩的有效途徑。利用Ansys Q3D Extractor軟件提取驅(qū)動回路寄生電感，進而優(yōu)化驅(qū)動電路布局。最后，通過雙脈沖實驗驗證驅(qū)動電路設(shè)計的合理性，通過短路保護實驗驗證短路保護的快速性和可靠性。

1 驅(qū)動及保護電路設(shè)計

SiC器件的高頻和高開關(guān)速度特性會帶來一些特殊問題。例如，高開關(guān)速度引起的高dv/dt和di/dt會產(chǎn)生較大干擾，這些干擾很容易串入驅(qū)動回路，使驅(qū)動信號受到干擾。因此SiC MOSFET驅(qū)動電路設(shè)計的著力點在于增強可靠性和抗干擾能力。

1.1 電源電路設(shè)計

為了保證功率器件可靠關(guān)斷，抑制橋臂串擾引起的誤開通問題，SiC MOSFET需要采用負壓關(guān)斷。采用高可靠性隔離電源模塊MGJ2D121505SC將+12 V的輸入電壓轉(zhuǎn)換為+15 V和-5 V。MGJ2系列DC-DC轉(zhuǎn)換器具有很高的隔離度和抗干擾性能，超低的耦合電容可以抑制干擾的影響。MGJ2D121505SC電源轉(zhuǎn)換電路如圖1所示，為了進一步提高抗干擾能力，在電源的輸入端加入共模濾波電感。

圖1 +12 V轉(zhuǎn)換為+15 V和-5 V電路Fig.1 Conversion circuit for+12 V to+15 V and-5 V

驅(qū)動電路的關(guān)斷負壓采用-4 V，本文采用線性穩(wěn)壓器LT3015EDD將-5 V轉(zhuǎn)換為-4 V，該穩(wěn)壓器具有瞬態(tài)響應(yīng)速度快、噪聲低等特點。LT3015EDD電源轉(zhuǎn)換電路如圖2所示，電路輸出電壓范圍為-1.22 ～-29.3 V可調(diào)，輸出電壓Vout由R6HT，R7HT，R8HT三個外部電阻決定，計算公式如下：

圖2 -5 V轉(zhuǎn)換-4 V電路Fig.2 Conversion circuit for-5 V to-4 V

1.2 驅(qū)動放大電路設(shè)計

控制器輸出的PWM控制信號需要經(jīng)過驅(qū)動電路進行功率放大，產(chǎn)生驅(qū)動信號作用于MOSFET柵極。除了驅(qū)動開關(guān)管正常開關(guān)以外，驅(qū)動電路還需要具有電氣隔離、短路保護、有源米勒鉗位、欠壓保護等功能。

SiC MOSFET的高開關(guān)速度和高開關(guān)頻率對驅(qū)動電路的峰值驅(qū)動電流和驅(qū)動穩(wěn)定性提出更高的要求。本設(shè)計選用TI公司單通道電流隔離式柵極驅(qū)動芯片UCC21750，該芯片具有高達±10 A的峰值源電流和灌電流，可使開關(guān)器件快速跨越米勒平臺，提高驅(qū)動速度。UCC21750還具有短路檢測、有源米勒鉗位以及欠壓保護等功能。采用UCC21750芯片設(shè)計的驅(qū)動電路如圖3所示。

圖3 驅(qū)動放大電路Fig.3 Drive amplifier circuit

1.3 短路保護電路設(shè)計

短路保護電路原理如圖4所示。UCC21750芯片的COM端與SiC MOSFET的源極相接，DESAT引腳相對于COM端具有典型的9 V閾值電壓。當功率器件關(guān)閉時，UCC21750內(nèi)部MOSFET M1開通釋放DESAT引腳電壓。同時，DESAT引腳會被拉至COM端電壓（驅(qū)動負壓），防止過電流和短路故障被誤觸發(fā)，這意味著過電流和短路保護功能在功率器件處于關(guān)斷狀態(tài)時不起作用。線，確定在最大短路保護電流下的Vds值，此值即為式（3）中的VDS_Trip，利用式（3）可以對二極管VF和穩(wěn)壓管VZ進行選型設(shè)計，通過預估器件正常工作時的溫度范圍，確定穩(wěn)壓二極管VZ電壓和二極管VF導通壓降，最終設(shè)計的短路保護電路如圖5所示。

圖4 短路保護電路原理圖Fig.4 Schematic diagram of short-circuit protection circuit

圖5 短路保護電路Fig.5 Short-circuit protection circuit

當SiC MOSFET處于導通狀態(tài)時，UCC21750內(nèi)部MOSFET M1關(guān)閉，內(nèi)部電流源為消隱電容CBLK充電，并且二極管VF和穩(wěn)壓管VZ導通。在正常工作期間，電容器CBLK電壓被鉗位，鉗位電壓為SiC MOSFET正向?qū)妷?、二極管、穩(wěn)壓管、限流電阻RDESAT的壓降之和。正常工作時，SiC MOSFET正向?qū)妷汉蚏DESAT上的壓降較小，可以忽略。當發(fā)生短路故障時，電容CBLK電壓會快速充電至VDESAT閾值電壓，從而觸發(fā)UCC21750芯片內(nèi)部短路保護功能，本設(shè)計中VDESAT=9 V。在短路保護過程中，電容CBLK的充電時間稱為消隱時間，根據(jù)圖4可以得到電容充電公式如下：

式中：500μA為芯片內(nèi)部電流源電流；VC0為短路故障發(fā)生時CBLK電容充電的初始電壓；VF為二極管壓降；VZ為穩(wěn)壓管壓降；RP為外接的上拉電阻，2.2 kΩ。

RP連接+15 V電源，目的是增加消隱電容的充電電流。

圖4短路保護電路的二極管的選型計算可根據(jù)下式：

首先參考SiC器件數(shù)據(jù)手冊，確定短路保護的最大電流，之后查閱SiC器件手冊中的輸出特性曲

1.4 有源米勒鉗位

在半橋電路的開通過程中一直存在上下橋臂串擾問題，對于高開關(guān)速度的SiC MOSFET來說，串擾問題更為嚴重。同一橋臂的兩個開關(guān)管，當一個器件處于關(guān)斷狀態(tài)時，體二極管會在死區(qū)中傳導電流，漏極-源極電壓保持不變。此時當另一個器件導通瞬間，將會產(chǎn)生較大的dv/dt加在處于關(guān)斷狀態(tài)器件的漏源極兩端，通過關(guān)斷器件的米勒電容Cgd耦合到驅(qū)動回路，產(chǎn)生流經(jīng)Cgd的米勒電流Idg，該電流計算如下：

電流Idg通過柵極電阻和柵源極寄生電容Cgs分流，在柵源極間引起串擾電壓，當串擾電壓高于功率器件開通的閾值電壓Vth時，器件誤開通，導致橋臂直通損壞器件。UCC21750的有源米勒鉗位功能能有效避免由于橋臂串擾引起的器件誤開通問題。

圖6所示為有源米勒鉗位的原理圖，在SiC MOSFET關(guān)斷時，當耦合到柵極的串擾電壓大于VCLMPHT后，UCC21750內(nèi)部的 MOSFET M2導通，將功率器件的柵極引腳電位拉至VEE引腳電平（驅(qū)動負壓），為柵極驅(qū)動端的橋臂串擾電壓創(chuàng)建一條低阻抗路徑，VCLMPHT比VEE引腳的電壓高2 V，確保在功率器件誤導通之前M2動作，釋放柵極驅(qū)動端電壓。

圖6 有源米勒鉗位原理圖Fig.6 Schematic diagram of active Miller clamp

1.5 SiC MOFET結(jié)溫檢測

SiC MOSFET模塊內(nèi)部靠近管芯位置集成溫度檢測電阻器，該檢測電阻與SiC模塊芯片結(jié)溫呈一定數(shù)值關(guān)系。SiC MOSFET結(jié)溫檢測電路如圖7所示，UCC21750內(nèi)部集成有一個200 μA電流源，SiC MOSFET功率模塊的溫度輸出引腳連接到UCC21750芯片的檢測引腳AIN，SiC功率模塊內(nèi)部的溫度檢測電阻在電流源的作用下產(chǎn)生壓降，UCC21750芯片將檢測到的電壓信號轉(zhuǎn)化為PWM信號，通過APWM引腳輸出給控制器，控制器根據(jù)下式計算出溫度采集電阻兩端的電壓值，進而通過電阻與溫度的數(shù)值關(guān)系得到芯片工作結(jié)溫。DAPWM=-20×VAIN+100 （5）

圖7 SiC MOSFET結(jié)溫檢測電路Fig.7 Junction temperature detection circuit of SiC MOSFET

2 驅(qū)動回路優(yōu)化設(shè)計

2.1 SiC MOSFET驅(qū)動振蕩機理分析

以SiC MOSFET半橋功率模塊雙脈沖實驗電路為例，其簡化雙脈沖電路模型如圖8所示。上管柵極驅(qū)動端接負壓，等效為一個二極管，下管施加雙脈沖驅(qū)動信號。圖中，LESL為直流母線電容Cbulk的等效串聯(lián)電感；Lloop為母線回路寄生電感；CJ為二極管D的結(jié)電容和負載電感Lload的等效并聯(lián)電容之和；Cgs，Cgd，Cds分別為開關(guān)管M的柵源、柵漏、漏源極寄生電容；Ld，Ls分別為下管的漏極與源極寄生電感。在直流電源UDC為母線電容Cbulk充電結(jié)束后，接觸器K1將直流電源從電路中切掉，利用母線電容Cbulk中存儲的電壓向后級放電，完成實驗，實驗結(jié)束后K2和Rload為母線電容放電。

圖8 雙脈沖電路簡化模型Fig.8 Simplified model of double pulse circuit

柵極寄生電感Lg與柵極驅(qū)動電阻Rg以及SiC MOSFET的輸入電容Ciss（Ciss=Cgs+Cgd）構(gòu)成RLC諧振網(wǎng)絡(luò)，在SiC MOSFET工作時該諧振網(wǎng)絡(luò)將引起柵極-源極電壓Vgs波形的過沖和振蕩，嚴重時驅(qū)動電壓有可能超過柵極耐受值，造成柵極氧化層損壞。該諧振網(wǎng)絡(luò)的系統(tǒng)阻尼率ξ計算如下：

根據(jù)式（6），通過增大柵極驅(qū)動電阻來增大ξ，可有效緩解回路振蕩，但會降低開關(guān)速度，增大損耗，無法發(fā)揮SiC MOSFET高速、高效率的優(yōu)勢，因此有效的途徑是：通過優(yōu)化驅(qū)動回路寄生電感，減小Lg來抑制驅(qū)動振蕩。

此外，在SiC MOSFET關(guān)斷時，高di/dt和逆變器功率回路中所有的寄生電感Lstray（Lstray=LESL+Lloop+Ld+Ls）作用導致開關(guān)管漏-源極兩端的Vds電壓產(chǎn)生過沖，電壓過沖值計算如下式：

漏-源極寄生電容Cds、結(jié)電容CJ及功率回路寄生電感Lstray產(chǎn)生串聯(lián)諧振，使得Vds波形過沖之后出現(xiàn)明顯振蕩，并且該Vds電壓振蕩會通過米勒電容耦合到柵極回路，導致驅(qū)動波形產(chǎn)生明顯振蕩?？梢酝ㄟ^前文的有源米勒鉗位方法抑制漏-源極兩端的Vds電壓振蕩，減小Vds電壓振蕩對驅(qū)動回路的影響，從而間接抑制這種驅(qū)動振蕩。

2.2 驅(qū)動回路雜散電感優(yōu)化設(shè)計

根據(jù)以上分析，驅(qū)動回路寄生電感對驅(qū)動波形振蕩有較大影響，在實際電路設(shè)計時，驅(qū)動電路與功率器件之間的走線距離應(yīng)盡可能短，構(gòu)成的柵極回路面積應(yīng)盡可能小。驅(qū)動回路的寄生電感主要由驅(qū)動電路的PCB線路布局決定，將繪制好的驅(qū)動電路PCB導入到Ansys Slwave中，選擇驅(qū)動回路相應(yīng)的網(wǎng)絡(luò)后導入Ansys Q3D Extractor軟件進行寄生電感提取，導入Q3D Extractor后的寄生電感提取界面如圖9所示。

圖9 驅(qū)動回路寄生電感提取Fig.9 Extraction of parasitic inductance for the drive circuit

根據(jù)實際電流情況對導入Q3D Extractor后的模型分別添加Source源與Sink源，設(shè)置相應(yīng)的仿真參數(shù)并運行仿真，得到如圖10所示的雜散電感提取矩陣。圖中，主對角線上的數(shù)據(jù)為自感，非主對角線上的數(shù)據(jù)為互感，互感的正負與電流方向相關(guān)，根據(jù)下式可計算出開通和關(guān)斷回路的雜散電感：

圖10 驅(qū)動回路雜散電感提取結(jié)果Fig.10 Extraction results of stray inductance for the drive circuit

式中：Lij為圖10矩陣的第i行、第j列數(shù)據(jù)。

以得到的驅(qū)動回路寄生電感值為參考，優(yōu)化驅(qū)動回路PCB走線設(shè)計，使得最終PCB線路布局的開通與關(guān)斷回路雜散電感分別降低到6.50 nH和5.09 nH。

3 實驗驗證

為驗證本文所設(shè)計的驅(qū)動電路性能，搭建了雙脈沖實驗平臺，采用Cree公司1 200 V/400 A的半橋SiC MOSFET功率模塊CAB400M12XM3[11]為實驗對象，該模塊內(nèi)部無反并聯(lián)二極管，同時采用新型封裝結(jié)構(gòu)，使得體積得到顯著降低，適用于高功率密度要求的電動汽車領(lǐng)域。

搭建的雙脈沖實驗平臺如圖11所示，為降低功率回路PCB走線帶來的寄生電感，實驗用的評估板參考Cree官方推薦方案進行設(shè)計。雙脈沖測試評估板如圖12所示，評估板中電流測量采用高精度低阻值電流檢測電阻（current viewing resistor，CVR）W-2-0025-4FC，通過BNC電纜連接示波器；支撐電容采用4個40 μF的薄膜電容并聯(lián)，實驗控制及測量設(shè)備參數(shù)如表1所示，雙脈沖實驗參數(shù)為：直流母線電壓Vbus=0～540 V，支撐電容Cin=160 μF，負載電感Lload=24 μH，SiC 模塊驅(qū)動電壓Vgs=-4/+15 V。

圖11 雙脈沖實驗測試平臺Fig.11 Double pulse experimental test platform

圖12 雙脈沖實驗評估板Fig.12 Evaluation board for double pulse experiment

表1 實驗用主控板及測量設(shè)備Tab.1 Main control board and measuring equipments

本文所設(shè)計的SiC MOSFET驅(qū)動電路應(yīng)用于純電動汽車SiC逆變器，該逆變器的母線電壓為540 V，所以本文所進行的雙脈沖實驗，直流母線電壓為0～540 V可調(diào)。在驅(qū)動電阻Rgon=Rgoff=1 Ω和Rgon=Rgoff=2 Ω時，雙脈沖實驗波形分別如圖13a和圖13b所示，第2個脈沖的開通關(guān)斷過程放大分別如圖14和圖15所示。由于利用該功率模塊設(shè)計的SiC逆變器實際工作電流不超過400 A，所以通過計算使得雙脈沖結(jié)束后，Id電流達到400 A，計算得到第1個和第2個高電平脈沖的持續(xù)時間分別為13 μs和5 μs，兩個高電平脈沖中間的低電平持續(xù)時間為8 μs，中間低電平時間要保證SiC MOSFET能夠完全關(guān)斷。

圖13 雙脈沖測試波形Fig.13 Double pulse test waveforms

圖14 Rgon=Rgoff=1 Ω時康關(guān)波形放大圖Fig.14 Switch waveforms when Rgon=Rgoff=1 Ω

圖15 Rgon=Rgoff=2 Ω時康關(guān)波形圖Fig.15 Switch waveforms when Rgon=Rgoff=2 Ω

從圖13～圖15中可以得出，本文所設(shè)計的驅(qū)動電路應(yīng)用在高功率SiC MOSFET模塊驅(qū)動中，驅(qū)動電路輸出驅(qū)動波形穩(wěn)定，開關(guān)振蕩小，抗橋臂串擾能力強，可以有效避免誤開通問題。隨著驅(qū)動電阻的增加，Vds和Id波形尖峰變小，但是開關(guān)速度變慢，Rgon=Rgoff=1 Ω和Rgon=Rgoff=2 Ω時的開關(guān)時間分別為：Ton=83 ns，Toff=50 ns；Ton=143 ns，Toff=72 ns。

在雙脈沖實驗平臺的基礎(chǔ)上進行短路實驗，去掉圖8中的負載電感Lload，通過調(diào)整圖4電路中二極管的參數(shù)，設(shè)置電流保護閾值為800 A。控制SiC模塊上管一直處于開通狀態(tài)，控制驅(qū)動器給模塊下管3 μs的高電平脈沖，使得直流母線通過模塊上、下管直通短路，得到短路保護波形如圖16所示。圖16中，Vdsp為控制器輸出的3 μs的控制信號，Vdsp和驅(qū)動器輸出電壓Vgs之間存在80 ns的延時時間。在驅(qū)動電壓Vgs控制橋臂下管開通時，橋臂發(fā)生短路，短路電流迅速增長，前文已提到測量電流的同軸分流器采樣電阻為0.002 526 Ω，所以圖16中所示的電流測試通道1 V/格代表1/0.002 526=400 A/格。

圖16 短路保護波形圖Fig.16 Waveforms of short-circuit protection

當短路電流達到800 A時，驅(qū)動器檢測到短路故障發(fā)生，經(jīng)過t1=80 ns的延時，驅(qū)動器開始保護動作，對應(yīng)于圖16中驅(qū)動波形Vgs開始下降，這段延時時間t1對應(yīng)圖4中電容CBLK充電的消隱時間，在這段時間內(nèi)電流Id一直在增加，在t1延時時間結(jié)束后，電流Id增加到900 A。在t2時間內(nèi)，驅(qū)動芯片內(nèi)部對故障進行邏輯處理，使得驅(qū)動電壓Vgs經(jīng)過軟關(guān)斷緩慢下降，減小電流瞬間關(guān)斷引起的電壓尖峰。在t2時間結(jié)束時，短路電流Id達到最大值1 240 A，之后在t3時間段內(nèi)短路電流開始下降，并最終降為0，驅(qū)動電壓Vgs降為驅(qū)動負壓，驅(qū)動輸出被封鎖。從檢測到短路故障至最終Id降為0，封鎖驅(qū)動輸出，共用時1.640 μs，驅(qū)動器實現(xiàn)快速短路保護。

4 結(jié)論

本文對SiC MOSFET高可靠性驅(qū)動電路進行了設(shè)計，對驅(qū)動回路的寄生電感進行了提取，并優(yōu)化了驅(qū)動回路PCB布局，使得驅(qū)動波形振蕩得到有效抑制，提高了驅(qū)動電路的抗擾能力。通過實驗驗證，得到結(jié)論如下：

1）所設(shè)計驅(qū)動器的短路保護功能，當短路保護電流閾值設(shè)定為800 A時候，可以在1.640 μs內(nèi)實現(xiàn)快速短路保護。

2）通過采用高可靠性驅(qū)動芯片，增加共模濾波電感，優(yōu)化驅(qū)動回路的走線布局，使得所設(shè)計的驅(qū)動電路具有較高抗干擾性和可靠性，適用于大功率SiC MOSFET模塊的驅(qū)動場合。