劉文琪，丁穩(wěn)房

（湖北工業(yè)大學電氣與電子工程學院，湖北 武漢 430068）

近年來，隨著化石能源的急劇減少以及全球環(huán)境污染的加劇，人們開始將目光聚焦至太陽能、燃料電池等綠色清潔能源的應用中[1]。在光伏發(fā)電系統(tǒng)或者燃料電池電動汽車控制系統(tǒng)中，直流總線電壓一般為380～400 V，而這兩種微源的輸出電壓為20～40 V，因此往往在其輸出端會接入一級具備高升壓比功能的直流變換器[2-3]。與此同時，變換器的輸入電流紋波對這兩種微源的輸出電壓、輸出功率等性能以及可維持的生命周期有較大影響。因此，在實現(xiàn)變換器高電壓增益的同時，如何進一步減小其輸入電流紋波也是一個重要的研究熱點[4]。

傳統(tǒng)Boost變換器由于器件自身寄生參數(shù)的影響，當占空比超過一定值后，電壓增益會隨著占空比的增加而降低，并且此時的損耗也會急劇增加，系統(tǒng)的動態(tài)響應速度變慢[5]。之前的研究中已經(jīng)提出了許多改進型的升壓DC/DC變換器拓撲，如三電平升壓、二次型升壓及交錯并聯(lián)升壓型升壓拓撲等。為了提升變換器的性能，文獻[6-8]引進開關電容/電感、級聯(lián)等升壓技術來提升變換器的電壓增益。盡管在一定程度上對其電壓增益有所改進，但是由于需要較多的器件數(shù)量、拓撲的復雜性、較高的電流應力和低效率等缺點，因此依舊不適用于對電壓增益要求非常高的應用場合。文獻[9]利用電壓倍增單元和耦合電感技術，以更簡單的方式和較低的成本來提升變換器的電壓增益。但是其輸入端為耦合電感，輸入電流紋波較高是該變換器存在的主要缺點，不利于實現(xiàn)光伏發(fā)電系統(tǒng)中的最大功率點追蹤（maximum power point tracking，MPPT）控制太陽能控制器；文獻[10-11]提出的變換器在理論上雖然實現(xiàn)了零輸入電流紋波特性，但是其電壓增益較低，需要在占空比取值較大時才能獲得較高的電壓增益。

為了降低輸入端為耦合電感的這類變換器輸入電流紋波以及提高電壓增益，本文引入了無源紋波注入電路，將紋波電流注入至變換器的輸入側，以此來消除輸入電流紋波，從而提出了一種新型的零輸入電流紋波高增益DC/DC變換器。若不考慮漏感等寄生參數(shù)的影響，所提變換器在理論上能夠實現(xiàn)輸入電流紋波為零，該特性能夠提升燃料電池的輸出性能以及延長使用時間。并且當變換器的占空比發(fā)生改變時，其依舊能夠維持輸入電流紋波為零。文中討論了變換器在連續(xù)模式下的工作原理和穩(wěn)態(tài)特性，給出了相關參數(shù)的設計注意事項，最后分析了利用實驗樣機測出來的實驗波形，其結果證明了理論分析的正確性。

1 所提拓撲及其工作原理

1.1 變換器拓撲

圖1a為本文所提的零輸入電流紋波高增益非隔離型DC/DC變換器。該變換器結構可以看成由隔離型Sepic變換器、耦合電感型高增益DC/DC變換器以及無源紋波注入電路組合而成。其等效電路如圖1b所示，包含1個開關管Q，2個耦合電感T1，T2，2個獨立電感L1，L2，4個二極管以及7個電容。另外，圖1b所示的Lm1，Lm2為勵磁電感，而Lk1，Lk2則分別為2個耦合電感等效至原邊繞組的漏感，匝比分別為N1=n2/n1，N2=n4/n3。

圖1 所提變換器拓撲及其等效電路Fig.1 The proposed converter topology and its equivalent circuit

假設所提變換器工作在電感電流連續(xù)導通模式，為了方便分析所提變換器的工作原理，做如下假設：開關管和二極管是理想的半導體器件；電路中7個電容的容量都足夠大。因此，電容電壓在一個開關周期內不變。

1.2 工作原理

圖2顯示了變換器在一個開關周期內典型器件的電流、電壓波形，根據(jù)波形圖可知其在一個周期內有5種不同的工作狀態(tài)，如圖3所示。

圖2 變換器的工作波形Fig.2 Converter′s working waveforms

圖3 各個模態(tài)等效電路Fig.3 Equivalent circuit of each mode

模態(tài)Ⅰ[t0—t1]：如圖3a所示，此過程中流過電感L1的電流在輸入電壓Ui的作用下線性上升，漏感Lk1與電感 L2釋放能量經(jīng)過回路Ui—L2—C3—n1給電容C3充電，此時電容C4也處于充電狀態(tài)。當耦合電感T2的漏感電流iLk2與勵磁電流相等，即流過二極管D0，D2的電流變?yōu)榱銜r，該模態(tài)結束。

模態(tài)Ⅱ[t1—t3]：如圖3b和圖3c所示，這個狀態(tài)中，電感L1繼續(xù)維持在儲能模式，電感L2在t1—t2期間釋放能量，在t2—t3期間儲存能量。與此同時，電容C5放電給耦合電感T2的一次側繞組提供能量，勵磁電流iLm2與漏感電流iLk2均線性上升。得到iL1和iL2的表達式為

式中：iL1(t)為電感L1在t時刻的流過的電流值，以下的變量可據(jù)此來推斷。

因此要保證變換器的輸入電流紋波為零，則iL（1t）與iL（2t）的斜率大小應該保持相等，滿足如下表達式：

模態(tài)Ⅲ[t3—t4]：如圖3d所示，由于耦合電感二次側漏感的存在，二極管D1繼續(xù)保持導通。另外，在開關管Q關斷的瞬間，漏感Lk2的能量通過鉗位二極管Dc釋放至電容Cc中，避免了與開關管漏、源極間的寄生電容所發(fā)生的諧振過程，有效減小了開關管的電壓尖峰。當電流iD1變?yōu)榱銜r，此狀態(tài)結束。

模態(tài)Ⅳ [t4—t5]：如圖3e所示，二極管D0，D2，Dc導通，開關管Q及二極管D1關斷。在t4時刻，漏感電流iLk2下降至與勵磁電流iLm2的值相等，此后勵磁電感Lm2釋放能量，通過輸出二極管D0給輸出電阻負載Ro提供能量?？梢郧蟮迷撃B(tài)中電流iL1和iL2的表達式如下：

同理，此時要滿足電流紋波為零，其斜率大小也應保持相等，有：

模態(tài)Ⅴ [t5—t7]：如圖3f和圖3g所示，在此模態(tài)中，電感L1釋放能量，通過回路Ui—L1—n3—C1—n4—D0給輸出端提供能量，電容C3和C4在該模態(tài)中先處于放電狀態(tài)，后處于充電狀態(tài)。

2 穩(wěn)態(tài)特性分析

2.1 電壓增益特性

為了方便分析所提變換器在穩(wěn)態(tài)時的性能，不必考慮漏感所帶來的影響，即不考慮開關模態(tài)Ⅰ和Ⅲ這兩個時間較短的模態(tài)。

由于電容兩端的電壓為恒定值，根據(jù)電感的伏秒平衡原理，可以求得電容C3，C4，C5兩端電壓相等，滿足下式：

在開關模態(tài)Ⅱ中，開關管Q處于開通狀態(tài)，勵磁電感Lm2兩端電壓為

在開關模態(tài)Ⅳ中，開關管Q處于關斷狀態(tài)狀態(tài)，求得此時勵磁電感Lm2兩端電壓的表達式為

式中：Uo為輸出電壓。

聯(lián)立式（1）～式（6），變換器的電壓增益M為

當耦合電感匝比為固定值時，根據(jù)式（13）可知變換器電壓增益僅與占空比相關。因此，假設N2=2，不同變換器之間的電壓增益對比曲線如圖4所示?？梢缘玫?，在占空比D相同的情況下，本文所提變換器對應的電壓增益較大，并且在同時具備零輸入電流紋波功能的條件下，文獻[12-14]提出的變換器電壓增益較低。

圖4 不同變換器之間的電壓增益對比Fig.4 Voltage gain comparison between different converters

2.2 電壓應力

通過分析變換器的工作原理以及對電壓增益的計算，得到變換器中開關器件承受的電壓表達式如下：

1）開關管Q與二極管Dc承受的電壓應力相等，表達式為

2）二極管D1，D2，D0承受的電壓應力相等，表達式為

同樣的，圖5給出了當匝比固定為2時，不同拓撲結構之間的開關管電壓應力對比圖。圖中顯示的結果是本文提出的變換器具有更低的電壓應力。因此在實物設計中可以選擇性能更加優(yōu)良的開關管，提高變換器的效率。

圖5 康關管電壓庫力對比Fig.5 Switch tube voltage stress comparison

2.3 零輸入電流紋波特性分析

不考慮模態(tài)Ⅰ和Ⅲ這兩個短暫的模態(tài)，因此只需要保證變換器在開關模態(tài)Ⅱ，Ⅳ，Ⅴ能夠實現(xiàn)輸入電流零紋波特性即可。聯(lián)立式（2）、式（5）和式（7），求出變換器輸入電流紋波為零時要成立的方程如下所示：

進一步，不考慮耦合電感的漏感，即Lk1=0。此時若將耦合電感T1的匝比設計為N1=1，再令L1與L2相等，即可實現(xiàn)輸入電流零紋波特性。

3 參數(shù)設計注意事項

3.1 占空比與耦合電感匝比

參考式（13），得到匝比N2與占空比和電壓增益之間的關系式如下：

當確定了輸入電壓、輸出電壓等設計指標后，電壓增益M的值即可確定，此時選擇合適的占空比D的值來進一步確定匝比的大小。

3.2 電感和電容設計

通常情況下要求流過電感的電流紋波不超過電流平均值的20%，電感量L與其電流紋波ΔIL之間的關系式為

設計電容時主要考慮其兩端承受的電壓應力以及電壓紋波值，可根據(jù)下式來計算電容量：

式中：Po為輸出功率；ΔUc為電壓紋波。

4 實驗驗證

為了驗證理論分析并證明該變換器性能的優(yōu)越性，在實驗室設計了一款額定功率Po=500 W的原型樣機進行實驗驗證。樣機的部分實驗參數(shù)如下：輸入電壓Ui=30 V，輸出電壓Uo=380 V，開關頻率fs=50 kHz，耦合電感T1，T2的匝比分別為N1=1，N2=1.6。實驗室里的測試樣機如圖6所示，變換器在Ro=500 Ω時的實驗測試波形如圖7所示。

圖6 樣機實物圖Fig.6 Converter prototype

圖7 實驗波形圖Fig.7 Experimental waveforms

圖7a為變換器的驅動波形、電感L1，L2的電流iL1，iL2波形以及流過電容C4的電流波形iC4。從圖中可以看出，變換器在占空比為0.63時實現(xiàn)了輸入電壓30 V至輸出電壓380 V的設計指標，實驗表明了所提變換器無需過大占空比即可獲得高電壓增益。

圖7b為變換器的輸入電流波形、輸入電流紋波波形以及耦合電感T2的一次、二次側電流波形。可以看出，變換器仍然存在一定的輸入電流紋波，其峰峰值大約為300 mA，這是由于實際電路中耦合電感漏感的存在所導致的，與前面的理論分析基本保持一致。

圖7c、圖7d為變換器開關管以及各個二極管兩端的電壓、電流波形。開關管Q與二極管Dc承受的電壓應力分別為102 V，100 V，二極管D1，D2，D0承受的電壓應力分別為162 V，160 V，166 V，符合式（14）、式（15）的電壓應力表達式。

圖7e為變換器的輸入電壓、輸出電壓以及各個電容兩端的電壓波形。可以看出電容C3，C4，C5兩端電壓均與輸入電壓相等，與式（7）的理論推導值相符。

變換器實際電壓增益與理論電壓增益曲線對比如圖8所示。從圖中可以看到，實際值與理論值會存在一定的差異，這是由于器件的壓降、耦合電感漏感等參數(shù)造成的誤差，在誤差允許范圍內與理論計算基本保持一致。

圖8 電壓增益實際值與理論值對比圖Fig.8 Comparison chart of actual value and theoretical value of voltage gain

圖9顯示了輸出功率在100 W至500 W之間變化時的樣機效率測試曲線。樣機的整體效率在89%以上，最大效率出現(xiàn)在Po=350 W時，為92.57%。

圖9 效率曲線Fig.9 Efficiency curve

5 結論

本文提出了一種新型的零輸入電流紋波非隔離型高增益DC/DC變換器，仔細闡述了該變換器的工作原理，計算出其電壓增益和電壓應力表達式，推導出變換器實現(xiàn)零輸入電流紋波特性的條件，利用實驗室制作的原型樣機驗證了理論的正確性。測試的實驗波形顯示出該新型變換器具備以下優(yōu)點：

1）在較低占空比時即可獲得較高的電壓增益，并且可以通過耦合電感的匝比來提升電壓增益，大大增加了調控電壓增益的自由度。

2）開關管的電壓應力隨著耦合電感匝比的增加而降低，并且遠低于輸出電壓的值，因此可以選擇更小的RDS（ON）和更低的VDS開關管，有利于提高變換器效率和節(jié)約成本。

3）能夠實現(xiàn)零輸入電流紋波，且實現(xiàn)該功能的條件不隨占空比的變化而變化，方便實驗樣機的設計。