陳海頻，賴松林，孔令軍，陳平平

(1.福州大學(xué) 物理與信息工程學(xué)院，福建 福州 350108；2.金陵科技學(xué)院 網(wǎng)絡(luò)與通信工程學(xué)院，江蘇 南京 211199)

0 引言

大多數(shù)現(xiàn)代無線通信應(yīng)用都容易受到多徑衰落影響，混沌通信技術(shù)因?yàn)榫哂锌苟鄰剿ヂ浜蜁r(shí)延的優(yōu)異能力得到了廣泛研究。進(jìn)一步地，為了提高數(shù)據(jù)率，下一代無線標(biāo)準(zhǔn)很可能使用多輸入多輸出(MIMO)技術(shù)來提高系統(tǒng)性能和數(shù)據(jù)吞吐量[1-2]。

空時(shí)塊碼(STBC)[3-5]是MIMO技術(shù)中一種簡(jiǎn)單而巧妙的傳輸分集技術(shù)，已被證明是對(duì)抗無線通信中信道衰落的強(qiáng)大分集技術(shù)。通過對(duì)不同發(fā)射天線和不同時(shí)間間隔的發(fā)射符號(hào)進(jìn)行編碼，可以有效地提高接收機(jī)的信號(hào)質(zhì)量。文獻(xiàn)[6-11]結(jié)合這項(xiàng)新興技術(shù)與超寬帶(UWB)傳輸，研究了超寬帶信道環(huán)境下無線個(gè)人區(qū)域網(wǎng)和無線局域網(wǎng)(WPAN/WLAN)系統(tǒng)的空時(shí)分組碼。

混沌信號(hào)由相對(duì)簡(jiǎn)單的電路生成，具有非周期性和長(zhǎng)期不可預(yù)測(cè)性，從密碼學(xué)[12]的角度可以提供某種安全性。差分混沌位移鍵控(DCSK)方案是一種基于混沌的非相干調(diào)制方案。由于DCSK方案在多徑條件下可以提供優(yōu)異的性能[13-15]，并且不需要復(fù)雜的Rake接收或信道估計(jì)，因此研究人員對(duì)其在WPAN[16-18]和WLAN[19-20]上的應(yīng)用產(chǎn)生了相當(dāng)大的興趣。在文獻(xiàn)[21]中，提出了一種基于STBC和DCSK的組合STBC-DCSK方案，已經(jīng)證明了在MIMO信道中結(jié)合使用STBC編碼和混沌通信的可行性。

本文提出了一種在解碼過程中不需要信道估計(jì)(CSI)的新的多元STBC-PI-DCSK方案，其目的是明顯降低SISO-PI-DCSK方案[22]的誤碼率，并有效提高數(shù)據(jù)吞吐量。綜上所述，該方案可以被視為一種低復(fù)雜度和具有良好性能的多徑信道解決方案，如WLAN/WPAN信道。

1 系統(tǒng)模型

1.1 發(fā)射機(jī)

考慮發(fā)射機(jī)配備兩個(gè)發(fā)射天線的情況(即發(fā)射天線NT=2)，還假設(shè)接收機(jī)只有一個(gè)天線。如圖1所示，在所提出的模擬方案中，數(shù)據(jù)流binf首先通過串-并轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換成每個(gè)含lb(M)=(n+1)位的比特塊(M表示調(diào)制階數(shù))，第k個(gè)比特塊可以寫為[ak,1,ak,2,…,ak,n,ak,n+1]=[pk,ak,n+1]，其中pk=[ak,1,ak,2,…,ak,n]是n個(gè)映射位的向量。映射向量選擇第k個(gè)數(shù)據(jù)塊預(yù)定義好的M/2個(gè)置換序列{Sk,1,Sk,2,...,Sk,M/2}中的一個(gè)，然后乘以由ak,n+1表示的調(diào)制比特進(jìn)行擴(kuò)展傳播。在STBC-PI-DCSK方案中，每次將2NT個(gè)比特塊傳遞給2NT個(gè)PI-DCSK調(diào)制器，即每次傳送2NTlb(M)位。

圖1 STBC-PI-DCSK方案發(fā)射機(jī)系統(tǒng)框圖

在PI-DCSK調(diào)制器中，首先由混沌發(fā)生器產(chǎn)生一個(gè)長(zhǎng)度為β的混沌序列xk,0作為參考序列放在第一時(shí)隙發(fā)送，然后利用置換矩陣生成M/2個(gè)參考序列的準(zhǔn)正交序列[23]，產(chǎn)生一個(gè)自定義的映射規(guī)則，再通過選擇器選擇一個(gè)預(yù)定義好的置換序列作為信息承載信號(hào)在第二個(gè)時(shí)隙發(fā)送[22]，具體的幀結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 PI-DCSK幀結(jié)構(gòu)

圖中，xk,v代表第k個(gè)數(shù)據(jù)塊延遲為v的混沌信號(hào)，即xk,0是具有零延遲的參考信號(hào)，xk,β是具有β個(gè)樣本延遲的參考信號(hào)的副本，Sk,j代表對(duì)混沌序列進(jìn)行置換操作。

最終，每個(gè)PI-DCSK調(diào)制器輸出一個(gè)參考混沌段和一個(gè)相應(yīng)的混沌信息承載段。第k個(gè)位塊的參考混沌段和信息承載段分別由Rk和Dk表示。例如，當(dāng)NT=2時(shí)，4個(gè)PI-DCSK調(diào)制器分別產(chǎn)生[R1D1]、[R2D2]、[R3D3]和[R4D4]。隨后，混沌序列被送入STBC編碼器中。不同的混沌序列具有非常低的互相關(guān)，如果混沌序列的長(zhǎng)度足夠長(zhǎng)，它們幾乎是正交的。同時(shí)，為了避免在接收機(jī)處產(chǎn)生過多的發(fā)射天線間干擾(ITI)，來自同一PI-DCSK調(diào)制器的混沌段不應(yīng)該由不同的其他發(fā)射天線同時(shí)發(fā)送。例如，如果R1正由第一發(fā)射天線發(fā)送，則此時(shí)R1和D1都不應(yīng)由其他發(fā)射天線發(fā)送?；诖艘?guī)則，STBC編碼器對(duì)每個(gè)天線不同的排列參考段和數(shù)據(jù)段，其目的是利用混沌信號(hào)固有的低互相關(guān)特性，有效地抑制ITI。

表1 STBC-PI-DCSK兩天線

1.2 信道模型

將每個(gè)發(fā)射天線和接收天線之間的信道建模為兩徑瑞利準(zhǔn)靜態(tài)塊衰落信道。λi,1和λi,2表示第i個(gè)發(fā)射天線和接收天線之間的兩條路徑的增益，它們是獨(dú)立的瑞利分布隨機(jī)變量。假設(shè)它們?cè)谥辽僖粋€(gè)STBC幀周期內(nèi)是不變的，即在傳輸2NTlb(M)比特的持續(xù)時(shí)間內(nèi)是保持不變的。此外，ξ表示均值為0和方差為N0/2的服從高斯分布的噪聲樣本。

1.3 接收機(jī)

rk表示第k個(gè)數(shù)據(jù)塊持續(xù)時(shí)間內(nèi)接收的信號(hào)矢量：

(1)

為了使信號(hào)解調(diào)，設(shè)計(jì)了以線性方式處理接收信號(hào)的差分相干解調(diào)器。例如，對(duì)于一個(gè)雙發(fā)射天線系統(tǒng)，基于表1中的傳輸混沌段，構(gòu)造了4個(gè)差分相干解調(diào)器。在這種情況下，4個(gè)解調(diào)器的輸出ck(k=1,2,3,4)表示為：

(2)

式中，Sk,j代表對(duì)接收到的第k個(gè)數(shù)據(jù)塊的參考序列進(jìn)行置換操作，j表示不同映射序列的索引，j∈{1,2,…,2n}。

然后根據(jù)輸出值幅度最大的索引來判斷映射位，輸出值的符號(hào)確定調(diào)制位。

(3)

(4)

1.4 解碼延遲和資源使用情況對(duì)比分析

所提出的帶有2發(fā)射天線的STBC-PI-DCSK方案在解調(diào)過程中會(huì)產(chǎn)生4個(gè)數(shù)據(jù)塊的延遲，而SISO-PI-DCSK方案解調(diào)過程只有一個(gè)數(shù)據(jù)塊的延遲。因此，所提出STBC-PI-DCSK接收機(jī)需要更多的硬件，例如存儲(chǔ)器。此外，從式(2)中推斷，在所提出的2天線的STBC-PI-DCSK方案中，為了解碼一個(gè)數(shù)據(jù)塊的信息，必須執(zhí)行2組相關(guān)運(yùn)算。在SISO-PI-DCSK方案，只需要進(jìn)行1組相關(guān)運(yùn)算。因此，STBC-PI-DCSK的硬件復(fù)雜度隨發(fā)射天線NT的數(shù)量線性增加?？傊岢龅腟TBC-PI-DCSK方案的延遲和復(fù)雜度僅隨發(fā)射天線的數(shù)量線性增加。如果計(jì)算復(fù)雜度和/或時(shí)延至關(guān)重要，首選SISO-PI-DCSK方案。

2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

本節(jié)介紹了基于上述信道模型的仿真結(jié)果。假設(shè)各發(fā)射天線的發(fā)射功率相同，且各路徑的平均增益相同。

2.1 STBC-PI-DCSK方案與傳統(tǒng)SISO方案比較

在所提出的STBC-PI-DCSK方案中，假設(shè)當(dāng)NT=2時(shí)，第一個(gè)發(fā)送-接收信道中的兩條路徑的延遲為0和3，第二個(gè)發(fā)送-接收信道中的兩條路徑的延遲為1和2，分別用(0,3)和(1,2)表示這些延遲。

當(dāng)β=200，NT=2，調(diào)制階數(shù)M分別為4和8時(shí)，系統(tǒng)的仿真誤碼率如圖3所示。圖3還展示了延遲為(0,1)時(shí)SISO-PI-DCSK方案的仿真結(jié)果。可以看到，STBC-PI-DCSK方案的性能在BER=10-4時(shí)比SISO方案高5 dB。

圖3 STBC-PI-DCSK與SISO方案低時(shí)延誤碼率

此外，圖4繪制了兩組高延遲時(shí)的系統(tǒng)比較，第一組中兩個(gè)通道的兩條路徑延遲分別為(0,20)和(1,21)；第二組中兩個(gè)通道中的兩條路徑延遲分別為(0,40)和(1,41)。

(a) M=4

以上結(jié)果表明在高時(shí)延情況下，當(dāng)M=4，BER=2×10-4時(shí)，STBC-PI-DCSK方案相較于SISO方案的性能增益約為3 dB；而當(dāng)M=8時(shí)，STBC-PI-DCSK方案相較于SISO方案的性能增益約為4 dB。系統(tǒng)性能的提升在高延遲信道中也得到了明顯的體現(xiàn)。

當(dāng)β和Eb為固定時(shí)，STBC-PI-DCSK的系統(tǒng)誤碼率性能與接收的平均信噪比和分集階數(shù)2NT密切相關(guān)。NT的增加降低了平均接收信噪比，且提高了分集階數(shù)。因此，在低Eb/N0時(shí)，平均接收信噪比的降低使得STBC-PI-DCSK在誤碼率方面較SISO-PI-DCSK方案表現(xiàn)不佳。然而，當(dāng)Eb/N0更大時(shí)，分集增益的優(yōu)勢(shì)變得更加突出，因此STBC-PI-DCSK方案優(yōu)于SISO-PI-DCSK方案。結(jié)果表明，這兩種方案的誤碼率曲線相互交叉。

2.2 STBC-PI-DCSK方案與STBC-DCSK方案比較

將所提出的STBC-PI-DCSK系統(tǒng)與STBC-DCSK系統(tǒng)進(jìn)行了比較。研究雙發(fā)射天線-單接收天線系統(tǒng)，每個(gè)發(fā)射-接收信道都被建模為雙射線瑞利衰落信道。對(duì)于雙發(fā)射天線系統(tǒng)，設(shè)置信道的延遲均為(0,3)和(1,2)。圖5展示了兩個(gè)系統(tǒng)的誤碼率性能。由圖5可以看出，當(dāng)NT=2，β=200時(shí)，對(duì)于M=8，STBC-PI-DCSK比STBC-DCSK系統(tǒng)好約2 dB，所提出的STBC-PI-DCSK方案優(yōu)越性得到了很好的證明。

圖5 STBC-PI-DCSK與STBC-DCSK比較

3 結(jié)束語(yǔ)

本文提出了一種高吞吐量、低功耗的STBC-PI-DCSK方案，它結(jié)合了STBC和PI-DCSK混沌調(diào)制的優(yōu)點(diǎn)，提供了更好的系統(tǒng)性能和對(duì)多徑衰落延遲擴(kuò)展的魯棒性。該方案利用不同混沌信號(hào)的低互相關(guān)特性，有效地抑制了發(fā)射天線間的干擾，提高了系統(tǒng)誤碼率性能。此外，該方案既不需要復(fù)雜的信道估計(jì)，也不需要Rake接收。因此，該系統(tǒng)由于其硬件實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，具有經(jīng)濟(jì)優(yōu)勢(shì)，在需要信道估計(jì)的傳播條件下也特別有用，實(shí)驗(yàn)仿真證明了系統(tǒng)的性能優(yōu)勢(shì)。