劉國華，簡葉龍，程知群

（杭州電子科技大學(xué)電工電子國家級實驗教學(xué)示范中心，杭州 310018）

0 引言

隨著無線通信技術(shù)的快速發(fā)展，通信數(shù)據(jù)速率和通信系統(tǒng)能耗不斷增加［1］。為了滿足通信需求，數(shù)據(jù)傳輸使用了具有大帶寬和高峰均比的調(diào)制信號［2］。功率放大器（簡稱“功放”）作為通信系統(tǒng)中能源消耗的主要組件［3］，其效率的提高將有助于減少能源的消耗。此外，無線通信技術(shù)中關(guān)鍵部件的尺寸大小對設(shè)計成本也會產(chǎn)生影響。

為了提高功率放大器的效率，學(xué)者們提出了如包絡(luò)跟蹤［4］、動態(tài)負(fù)載調(diào)制［5］等不同技術(shù)。而Doherty功率放大器由于其較高的功率回退處效率、良好的線性度以及簡單的結(jié)構(gòu)被廣泛使用［6-7］。傳統(tǒng)的Doherty功放通常由載波功率放大器和峰值功率放大器兩路組成［8］。通過控制峰值功放來動態(tài)調(diào)制組合輸出負(fù)載，以維持載波功放在寬輸出回退范圍內(nèi)高效率工作。對于高效率功放帶寬的拓展，可以通過連續(xù)類思想［9-10］和簡化實頻［11］等技術(shù)來實現(xiàn)。在射頻前端電路中，功率放大器的前端或后端通常會與濾波器級聯(lián)，以抑制輸入到功率放大器的干擾信號或抑制由功率放大器的非線性引起的帶外干擾，而功率放大器與濾波器級間不完全匹配以及濾波器自身的插入損耗會導(dǎo)致電路整體性能的下降以及尺寸的增加。因此，提高功率放大器的效率及其小型化是一個亟待解決的問題。

為了解決上述問題，本文設(shè)計中將濾波功能特性集成至功率放大器設(shè)備中，將具有帶通濾波特性的功率分配器替代傳統(tǒng)Doherty 功放中廣泛使用的威爾金森功率分配器，以抑制輸入到功率放大器的干擾信號，該功分器將同時起到選頻和功分作用。設(shè)計具有低通濾波特性的后匹配網(wǎng)絡(luò)以抑制由功放的非線性引起的帶外干擾。采用階躍式阻抗匹配方法來設(shè)計功放的輸入輸出匹配電路以進(jìn)一步拓展Doherty 功放的工作帶寬。從而減小整個通信系統(tǒng)的損耗和尺寸以提高其效率和降低其設(shè)計成本?；诖耍O(shè)計了一款工作在2.3～2.7 GHz頻段的寬帶高效率濾波Doherty功率放大器。

1 濾波Doherty功率放大器設(shè)計

1.1 濾波Doherty功率放大器結(jié)構(gòu)分析

為了抑制輸入到功率放大器的干擾信號和輸出的非線性帶外干擾信號，通常將濾波器級聯(lián)在功放的前端或后端。其中功率放大器和濾波器通常被視為兩個獨立的組件而單獨設(shè)計，兩者通過一段50 Ω互連傳輸線級聯(lián)。由于濾波器與功放之間的不完全匹配以及濾波器自身的插入損耗會導(dǎo)致電路整體性能的下降。為了進(jìn)一步優(yōu)化電路性能并減小尺寸，本文將濾波特性集成至Doherty 功放中，如圖1 所示。與傳統(tǒng)Doherty功放不同的是所設(shè)計的濾波功率分配器以及濾波后匹配網(wǎng)絡(luò)都具有濾波特性，消除了濾波器與功放之間由于失配所產(chǎn)生的損耗。該濾波功率分配器將同時起到頻率選擇和功率分配的作用，濾波后匹配網(wǎng)絡(luò)不僅可以將載波功放與峰值功放合路處的阻抗變換到終端負(fù)載阻抗，還具有濾波的作用。

圖1 濾波器與Doherty功放級聯(lián)結(jié)構(gòu)框圖

1.2 濾波功率分配器的設(shè)計

傳統(tǒng)Doherty功放中較多使用的是單級或多級威爾金森功率分配器（簡稱“功分器”）實現(xiàn)功率分配，多級威爾金森功分器具有較好的寬帶特性，但不具有濾波特性。為了將濾波特性集成于Doherty 功放中，采用了雙邊耦合終端加載微帶線結(jié)構(gòu)的寬帶濾波功分器［12］，圖2（a）顯示了該寬帶濾波功分器的結(jié)構(gòu)示意圖，由上下兩條對稱的耦合微帶線、兩條終端加載的開路枝節(jié)微帶線以及一個隔離電阻R構(gòu)成。耦合微帶線的奇偶模特征阻抗和電長度分別為Z0o、Z0e和θ，開路枝節(jié)微帶線的特征阻抗和電長度分別為Z和2θ。定義該濾波功分器的中心頻率為f0，θ 在f0處的選擇為90°。3 個端口的端接阻抗分別為Z1、Z2和Z3，均等于Z0（50 Ω），在兩條耦合微帶線之間添加隔離電阻R，以達(dá)到良好的隔離和匹配性能。由于該濾波功分器為對稱結(jié)構(gòu)，可采用奇偶模分析法對其進(jìn)行分析，其奇模和偶模等效電路如圖2（b）和2（c）所示。

圖2 寬帶濾波功分器

在偶模激勵條件下，端口1 的終端阻抗變?yōu)?Z0。根據(jù)威爾金森功分器的設(shè)計原理，可以分析偶模激勵下輸入匹配和功率分配的性能，從而進(jìn)一步解釋奇模激勵下的輸出匹配與隔離性能。將耦合微帶線的4 個端口分別用1～4 標(biāo)記，用Un和In（n＝1，2，3，4）表示各個端口的電壓以及電流。耦合微帶線輸入端的電壓、電流分別設(shè)為UI和II，輸出端的電壓和電流分別設(shè)為Uo和Io，則耦合微帶線四端口的終端條件可表示為：

將終端條件1 代入4 端口耦合微帶線阻抗矩陣方程［13］，該二端口網(wǎng)絡(luò)的阻抗矩陣為：

該二端口網(wǎng)絡(luò)的輸入阻抗Zin和端口1 的回波損耗S11可表示為

式中：S11體現(xiàn)端口1 的阻抗匹配性能。根據(jù)公式（2）～（4）可知，可以通過調(diào)節(jié)耦合微帶線的奇偶模特征阻抗值以及開路枝節(jié)微帶線的特征阻抗值來調(diào)節(jié)該濾波功率分配器的匹配特性和帶寬。根據(jù)上述理論分析，選取中心頻率為2.5 GHz，對該濾波功分器的原理結(jié)構(gòu)圖進(jìn)行了仿真分析，其具體的設(shè)計參數(shù)值為：Z0e＝195 Ω，Z0o＝65 Ω，Z＝46 Ω，θ ＝90°和R＝330 Ω。最終得到的S參數(shù)仿真結(jié)果如圖3 所示。

圖3 濾波功分器S參數(shù)仿真結(jié)果

在目標(biāo)頻段2.3～2.7 GHz范圍內(nèi)，S11與S22參數(shù)值均小于-20 dB，表明輸入輸出端口有較好的匹配特性，通帶內(nèi)S21參數(shù)值接近于-3 dB，實現(xiàn)兩路功率等分作用，且通帶外抑制均在-17 dB 以下，表現(xiàn)出了良好的濾波特性以及高選擇性。通帶內(nèi)S23的參數(shù)值都在-32 dB以下，兩輸出端口顯示出較好的隔離特性。

1.3 濾波后匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計

濾波后匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計用于實現(xiàn)載波功放和峰值功放合路處的阻抗與50 Ω終端負(fù)載阻抗的匹配。傳統(tǒng)的后匹配網(wǎng)絡(luò)一般都采用特征阻抗為35 Ω 的λ／4阻抗變換線，該匹配結(jié)構(gòu)只適用于窄帶匹配，且不具有濾波特性。本文所需設(shè)計的寬帶濾波Doherty 功率放大器采用了低通濾波匹配結(jié)構(gòu)應(yīng)用于后匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計，其分布參數(shù)匹配電路如圖4（a）所示。同時，圖4（a）還顯示了后匹配網(wǎng)絡(luò)的阻抗軌跡，可以看到基波阻抗很好地落在50 Ω區(qū)域附近，二次諧波幾乎落在史密斯圓圖的右半邊緣，呈現(xiàn)開路趨勢，表現(xiàn)出了良好的基波匹配特性以及對二次諧波的抑制特性。其頻率響應(yīng)如圖4（b）所示，在2.3～2.7 GHz目標(biāo)頻段內(nèi)，S11參數(shù)值均小于-20 dB，S21參數(shù)值也趨向于0 dB，帶外抑制高達(dá)-48 dB，且產(chǎn)生兩個傳輸零點，具有較好的選擇性和濾波特性。

圖4 后匹配網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)與阻抗軌跡及其頻率響應(yīng)

1.4 寬帶濾波Doherty功率放大器的設(shè)計

為了驗證上述濾波功率分配器以及濾波后匹配網(wǎng)絡(luò)的可行性，利用階躍阻抗匹配方法對功率放大器的輸入輸出匹配電路進(jìn)行寬帶匹配，采用CGH40010F晶體管設(shè)計一款寬帶高效率濾波Doherty 功率放大器，其電路原理結(jié)構(gòu)以及尺寸如圖5 所示。其中載波功放的漏極電壓Uds1為28 V，柵極電壓Ugs1為-2.8 V，工作在AB 類。峰值功放的漏極電壓Uds2為28 V，柵極電壓Ugs2為-6 V，工作在C類。偏置電路中的電容以抑制高頻噪聲，柵極偏置上插入的電阻以及輸入匹配電路中的RC并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)用于保證整體電路的穩(wěn)定性，防止產(chǎn)生自激振蕩。

2 測試及結(jié)果

基于圖5 所設(shè)計的濾波Doherty 功率放大器拓?fù)鋱D，選用羅杰斯4350B 介質(zhì)基板（εr＝3.66，H＝0.762 mm）進(jìn)行了實物制作。經(jīng)加工裝配好的實物圖如圖6所示。

圖5 濾波Doherty功率放大器拓?fù)鋱D

圖6 濾波Doherty功率放大器實物圖

對制作完成的濾波Doherty 功率放大器進(jìn)行實物測試，測試結(jié)果如圖7、8 所示。在連續(xù)波激勵下對2.3～2.7 GHz頻段進(jìn)行大信號測試Doherty功放的輸出功率、漏極效率和增益。從測試結(jié)果與仿真結(jié)果對比圖中可以看到，在2.3～2.7 GHz 頻帶內(nèi)，飽和輸出功率情況下，漏極效率均在66%以上，在中心頻點2.5 GHz處達(dá)到峰值漏極效率為77.6%，峰值輸出功率達(dá)到44.6 dBm。在輸出功率回退6 dB 狀態(tài)下，漏極效率均在51%以上，峰值漏極效率達(dá)到62%。

圖7 仿真與測試結(jié)果對比圖

圖8 漏極效率、增益與輸出功率關(guān)系曲線圖

表1 是本文所設(shè)計的Doherty 功放與近幾年文獻(xiàn)報道中相關(guān)功放主要技術(shù)指標(biāo)的對比。由于濾波Doherty功率放大器的相關(guān)研究較少，將文獻(xiàn)［13］中采用MOSFET MW6S004 NT1 晶體管所設(shè)計的濾波Doherty功率放大器也進(jìn)行了比較。很顯然，本設(shè)計的Doherty功放不論是在帶寬，還是在輸出功率以及效率方面與其他文獻(xiàn)相比較都具有一定的優(yōu)勢。

表1 本文與相關(guān)文獻(xiàn)功放主要技術(shù)指標(biāo)的對比

3 結(jié)語

通過將具有寬帶帶通濾波特性的功率分配器應(yīng)用于Doherty功放中，結(jié)合具有低通濾波特性的后匹配網(wǎng)絡(luò)，既起到阻抗變換功能，又對二次諧波進(jìn)行了很好的控制，再利用階躍式阻抗匹配方法對功放的輸入輸出匹配電路進(jìn)行寬帶匹配。基于此，采用CGH 40 010 F晶體管設(shè)計了一款工作在2.3～2.7 GHz頻段內(nèi)，可應(yīng)用于無線通信的寬帶高效率濾波Doherty 功率放大器。實測結(jié)果表明，在2.3～2.7 GHz頻段內(nèi)，所設(shè)計的Doherty功放飽和輸出功率高達(dá)44.6 dBm，飽和漏極效率范圍為66.4%～77.6%。輸出功率回退6 dB時的漏極效率為51%～62%。