付興武，郭晉龍，楊玉崗

（遼寧工程技術大學 電氣與控制工程學院，遼寧 葫蘆島 125105）

0 引言

在電動汽車的電源電路中，DC-DC變換器應用于高壓直流母線之間的連接，對低壓負載進行供電.此時，需要在變換器中加變壓器實現(xiàn)電氣隔離來避免高壓對低壓電源系統(tǒng)的危害[1].LLC諧振變換器可以實現(xiàn)寬輸入電壓范圍的零電壓開通（ZVS，Zero Voltage Switching）和次級側的零電流關斷（ZCS，Zero Current Switching），因此，可以在開關頻率較高的情況下工作，并且能獲得較高的運行效率以及功率密度，普遍應用于新能源電動汽車等領域[2-6].對于在大功率場合使用的LLC諧振變換器，功率器件上的高電壓、電流應力可能導致其效率和可靠性降低，多相并聯(lián)技術可以很好地解決此問題[7-11].實際設計中，多相LLC諧振轉換器中的變壓器參數(shù)在各相之間不會完全相同，從而導致并聯(lián)模塊之間的不平衡電流共享.需要采用一定的均流方法以確保相同開關頻率下每一相電路流過的電流相等、各相之間功率均衡[12-13].文獻[14]提出采用電流平衡單元實現(xiàn)組合式LLC諧振變換器模塊的均流，通過繞制2個匝數(shù)一樣的線圈，與諧振變換器的諧振電感串聯(lián)實現(xiàn)隔離作用.

上述方法均通過增加磁芯或電容電感來實現(xiàn)均流，系統(tǒng)結構也更加復雜，制作成本也隨之增加.因此，提出三相LLC諧振變換器的“Y”型磁芯的磁集成模型.利用基波分析法分析三相LLC諧振變換器工作原理，在此基礎上從磁通的角度分析降低磁性元件損耗的原理，并利用磁仿真軟件搭建“Y”型磁集成模型電感以及磁場設計參數(shù)，利用實驗平臺搭建600 W功率的實驗樣機，驗證“Y”型磁集成設計理論分析的可行性.

1 拓撲原理分析

1.1 三相“Y-Y”型拓撲

圖1給出了交錯并聯(lián)“Y-Y”三相LLC諧振變換器的拓樸電路.其中，Q1～Q6為開關管、Dr1～Dr6為整流管、Lm1～Lm3為對應相變壓器的勵磁電感、Lr1～Lr3為對應相的諧振電感、Cr1～Cr3為對應相的諧振電容.變壓器初級側的開關以50%的占空比工作，每相上下橋臂開關以180°的相位差工作，此外，三相之間還引入120°的相差，二次側整流橋上的6個二極管依次相差120°導通.

圖1 “Y-Y”型三相LLC變換器電路拓撲Fig.1 topology circuit of "Y-Y" three-phase LLC converter

應用基波分析法得到圖1等效交流電路.這種方法常用于單相DC-DC轉換器，并已應用于分析三相LCC諧振轉換器，以及LCL串聯(lián)諧振轉換器.假設變比為1，得出圖2交錯并聯(lián)三相LLC變換器簡化電路.

圖2 簡化的電路拓撲Fig.2 simplified circuit topology

按照圖2的等效電路進行分析，分為3個單獨的相.從每一相來看，可將單相變換器的一個工作周期拆分為12個工作狀態(tài)，見圖3.

圖3 三相LLC諧振變換器工作波形Fig.3 working waveform of three-phase LLC resonant converter

1.2 A相諧振網(wǎng)絡基波等效模型

三相LLC諧振變換器諧振網(wǎng)絡的分析，可以仿照單相LLC諧振變換器的分析方法[14-15].結合基波分析法分析三相LLC諧振變換器中的A相諧振回路，首先建立交流等效模型，見圖4.

圖4 A相諧振回路交流等效電路模型Fig.4 equivalent circuit model of phase A phase resonant loop

原邊電壓基波有效值為

副邊電壓基波有效值為

輸出電流的平均值為

式中，im為A相諧振回路輸出電流基波ia的幅值；ω為角速度，rad/s；t為時間，μs.

通過式（2）和式（3），得交流等效阻抗為

式中，R0為負載，Ω.

直流電壓增益為

式中，K為電感因數(shù)，K=Lm1/Lr1；fn為歸一化頻率，kHz；Q為品質因數(shù).其中，nsr/fff= ，fs為串聯(lián)諧振頻率，kHz；

通過對上述等效電路模型的分析，結合單相LLC諧振變換器參數(shù)設計實驗樣機.表1為試驗樣機的設計參數(shù).

表1 樣機參機Tab.1 model machine parameters

2 變壓器磁集成

2.1 變壓器結構與磁路模型

在三相LLC變換器的常規(guī)布置中，至少有3個磁性元件使用了相當大的體積和質量.將這些磁性元件整合成一個單一的磁性元件，目的是減小尺寸、降低成本，以及減少銅損耗.因此，圖5為磁集成結構，所有相位為對稱設計，原邊和副邊匝數(shù)相同.漏電感通過改變同一支路上初級和次級繞組之間的耦合程度來控制，設計的磁化電感通過鐵芯有效磁導率的適當設計來實現(xiàn)，即每個支路中引入的氣隙長度.此外，所有諧振電容器的諧振電容相同.

圖5 磁芯結構Fig.5 magnetic core structure

圖6 為“Y”型磁芯磁路模型，外部磁環(huán)以及3條支路的磁阻之間具有完全對稱性.

圖7 （a）為應用于集成變壓器中的定制磁芯（“Y”型磁芯），具有3個傳統(tǒng)LLC諧振變換器需要的EE磁芯見圖7（b）.將定制磁芯與TDK公司生產的3個EE鐵氧體磁芯進行比較.定制磁芯的質量為225 g，而3個EE磁芯的質量為345 g.因此，定制的磁芯質量減少了35%，變換器的有效體積也顯著降低.

對于3個獨立磁芯來說，中心支柱和2個外部支柱的橫截面積之間存在差異.因此，需要進行磁阻調節(jié)，以保證相位之間的對稱性.但是，因為調節(jié)氣隙的大小與磁阻的變化不能保持一致，所以調節(jié)比較困難.而對于“Y”型磁芯，三相各部分支路都具有相同的橫截面積.因為參數(shù)的微小變化會在很大程度上影響電壓增益，所以定制磁芯的磁阻對稱性更好.

2.2 變壓器參數(shù)設計

應用AP值法設計變壓器，磁心尺寸為

式中，γ為鐵損與銅損的比值；ku為窗口利用率；ΔT為升高的溫度，℃；Lm為諧振電感，μH；Bmax為變壓器最大磁通密度，T；Kt為尺寸常數(shù)；kup為一次側窗口利用率；Im_peak為諧振最大電流，A；Ir_rms為諧振電流有效值，A.

根據(jù)磁導率以及磁飽和密度的需求，磁芯選取鐵氧體磁芯作為集成變壓器的磁芯.按表1的變壓器參數(shù)設計.

匝數(shù)設計時需要考慮變壓器的磁飽和，當工作頻率取最大值和最小值時不飽和，且頻率最小時計算最大磁感應強度，一次側原邊匝數(shù)為

式中，Kf為尺寸常數(shù)；Ae為磁芯有效截面積，mm2；fmin為最小頻率，kHz.

一次側線圈匝數(shù)取25，二次側線圈匝數(shù)為

式中，Np為副邊匝數(shù)，匝；Vd為二極管壓降，V.

取二次側匝數(shù)為3匝.

諧振變換器工作在較高的頻率范圍，因此在導線選取時還要考慮趨膚效應.

趨膚深度為

利茲線線徑選擇由do＜ 2ε決定，選取0.1 mm的利茲線.電流密度為

按照理論設計的電流值，然后計算原副邊導線截面積為

原邊導線截面積

計算選取變壓器原邊導線為0.1 mm×40 匝的利茲線，副邊導線為0.1 mm×200匝的利茲線.

3 磁仿真與實驗驗證

為了驗證三相磁路的磁通，在渦流場態(tài)下加入電流激勵.以A相為例，磁通從“Y”型磁芯的右側磁柱出發(fā)，通過中心磁柱和左側磁柱到達外環(huán)磁路，最后回到右側磁柱.磁芯選取時，選擇PC40材質的磁芯.為了保證磁芯工作時不發(fā)生磁飽和，磁通密度的選取要留有足夠余量.磁芯，磁路的磁通密度仿真結果見圖8，磁通密度分布均勻，沒有出現(xiàn)磁飽和問題.

圖8 磁通密度仿真Fig.8 simulation of magnetic flux density

圖9 為“Y”型磁集成樣機的三相諧振電流波形與傳統(tǒng)分立的三相諧振電流波形的對比，磁集成樣機具有更好的均流效果.圖10為“Y”磁芯與獨立“EI”磁芯結構從輕載到滿載工作時的效率對比.

圖9 諧振電流Fig.9 resonant current

圖10 效率對比Fig.10 efficiency comparison

4 結論

在傳統(tǒng)的三相LLC變換器中有多個磁性元件，具有相當大的體積，影響變換器的效率.因此提出一種“Y”型磁集成變壓器結構，通過和傳統(tǒng)三相獨立“EI”磁芯的磁集成結構對比，磁集成結構具有如下優(yōu)點.

（1）諧振變換器“Y”的整體體積減少超過28%.

（2）集成磁件利用疊加原理降低了公共磁路的磁通擺幅，在效率上與分立磁件相比也有所提升.

（3）拓撲結構更加對稱，各相負載電流更加 均衡，具有很好的均流效果.

（4）“Y”磁集成模型的提出使三相諧振變換器的整體磁件數(shù)變少，結構更對稱.