何煒康，劉 政，胡勤豐

(南京航空航天大學(xué)，南京 211100)

0 引 言

新能源汽車近年來發(fā)展速度迅猛，電機(jī)作為新能源汽車中動(dòng)力轉(zhuǎn)換的核心部件，其控制方法決定了整車運(yùn)行的平穩(wěn)程度。而永磁同步電機(jī)由于其功率密度大、效率高、體積小、重量輕、結(jié)構(gòu)多樣化成為新能源汽車的首選[1-7]。

電機(jī)控制系統(tǒng)中由于逆變器向電機(jī)能提供的最大電壓受到直流側(cè)母線電壓的限制。隨著電機(jī)轉(zhuǎn)速的升高，電機(jī)的反電勢(shì)也不斷增大直至最大電壓。此時(shí)定子電壓將不能提供定子電流所需要跟蹤的電壓，輸出轉(zhuǎn)矩受到限制，這樣傳統(tǒng)的控制策略限制了永磁同步電機(jī)轉(zhuǎn)速的近一步上升。而永磁同步電機(jī)的勵(lì)磁磁動(dòng)勢(shì)是由永磁體產(chǎn)生不能進(jìn)行調(diào)節(jié)，但是令id<0，增加直軸去磁分量以此來削弱部分磁動(dòng)勢(shì)，這樣就能夠?qū)崿F(xiàn)類似于異步電機(jī)的弱磁控制。目前常用的弱磁策略是電壓反饋弱磁控制，將dq軸電流調(diào)節(jié)器輸出的電壓與逆變器所能允許輸出的最大電壓進(jìn)行對(duì)比，其偏差再經(jīng)由PI控制器輸出為d軸給定電流的補(bǔ)償分量。而在深度弱磁區(qū)域傳統(tǒng)弱磁策略容易造成電流、輸出轉(zhuǎn)矩波動(dòng)大，甚至導(dǎo)致電機(jī)失控[8-13]。

本文在傳統(tǒng)弱磁控制策略的基礎(chǔ)上引入q軸電流誤差積分控制策略，減緩抑制電流、輸出轉(zhuǎn)矩的波動(dòng)。結(jié)合模糊控制將給定轉(zhuǎn)速與實(shí)際轉(zhuǎn)速的誤差 作為模糊的輸入量，在動(dòng)態(tài)響應(yīng)過程中動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)轉(zhuǎn)速環(huán)的PI參數(shù)，以此使得控制系統(tǒng)能獲得更好的調(diào)速性能[9-16]。在Matlab中搭建仿真模型來驗(yàn)證控制算法。

1 PMSM數(shù)學(xué)模型

在建立永磁同步電機(jī)的數(shù)學(xué)模型之前，進(jìn)行如下假設(shè)：

(1)忽略定、轉(zhuǎn)子鐵心的磁阻。

(2)相關(guān)磁場(chǎng)在氣隙中均為正弦分布。

(3)轉(zhuǎn)子上沒有阻尼繞組。

(4)穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)，相繞組中感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)波形為正弦波。

(5)不計(jì)渦流和磁滯損耗。

(1)

(2)

(3)

式中，ud,uq為定子電壓的dq軸電壓分量Rs為定子相電阻，p為微分算子，Ld,Lq分別為電機(jī)在dq的電感，we為電角速度，ψf為轉(zhuǎn)子的永磁體磁鏈，Te為電磁轉(zhuǎn)矩，pn為電機(jī)極對(duì)數(shù)，TL為負(fù)載轉(zhuǎn)矩，J為轉(zhuǎn)動(dòng)慣量，wr機(jī)械角速度，B為摩擦系數(shù)。

2 傳統(tǒng)電壓閉環(huán)反饋弱磁

供向永磁同步電機(jī)的最大電壓是受到逆變器本身?xiàng)l件和電機(jī)本身的制約：一是逆變器直流母線側(cè)電壓的大小是有限制的；二是當(dāng)永磁同步電機(jī)的轉(zhuǎn)速不斷上升時(shí)，由于電機(jī)內(nèi)部永磁體的作用，會(huì)在產(chǎn)生反電動(dòng)勢(shì)，轉(zhuǎn)速越高反電動(dòng)勢(shì)大小也就越大，其大小上升到一定程度時(shí)，定子電壓將不能提供定子電流所需要跟蹤的電壓，該種情形下電機(jī)的輸出轉(zhuǎn)矩受到限制。

電流的約束方程為

(4)

式中，Is max為電機(jī)和逆變器所能承受的最大電流。

電壓的約束方程為

(5)

當(dāng)電機(jī)在高速運(yùn)行事可忽略式(1)中的定子電阻帶入上面電壓約束方程式(5)可得到：

(Ldid+ψf)2+(Ldiq)2≤(Us max/wr)2

(6)

由式(4)、式(6)可以得到電機(jī)在運(yùn)行中的兩個(gè)邊界約束條件，即電機(jī)在運(yùn)行過程中電壓與電流不能越過這兩個(gè)邊間條件。

由轉(zhuǎn)矩式(2)可知，電機(jī)的電磁轉(zhuǎn)矩由定子電流的dq軸分量決定。當(dāng)電機(jī)在低速區(qū)域運(yùn)行時(shí)，電機(jī)的銅耗比較大，如果控制dq軸電流分配使得定子電流矢量最小，這樣就能將銅耗降低至最小。這種控制策略稱為最大轉(zhuǎn)矩電流比(MTPA)控制。

這里構(gòu)造一個(gè)輔助函數(shù)求解最大轉(zhuǎn)矩電流比下的電流關(guān)系。

(7)

式中,λ為拉格朗日算子。

在滿足MTPA和電流約束條件下，求解轉(zhuǎn)矩輸出極值，其輔助函數(shù)為

(8)

由式(8)的前兩項(xiàng)可得到：

(9)

結(jié)合上式可得到：

(10)

電機(jī)低速運(yùn)行時(shí)，電機(jī)工作在最大轉(zhuǎn)矩電流比下，對(duì)于表貼式永磁同步電機(jī)(Ld=Lq)就是id=0控制。

傳統(tǒng)電壓反饋弱磁是在最大轉(zhuǎn)矩電流比前饋控制的基礎(chǔ)上，將dq軸電流調(diào)節(jié)器輸出的電壓與逆變器所能輸出最大的運(yùn)行電壓進(jìn)行對(duì)比。然后將其誤差經(jīng)過PI控制器輸出為d軸給定電流的補(bǔ)償分量。

圖1 電機(jī)運(yùn)行的約束邊界條件

圖2 傳統(tǒng)電壓反饋弱磁控制框圖

3 傳統(tǒng)弱磁在深度弱磁區(qū)域失控原因

永磁同步電機(jī)弱磁運(yùn)行中電流軌跡如圖3所示。傳統(tǒng)電壓反饋閉環(huán)弱磁，在深度弱磁區(qū)域d軸電流id變化很小而q軸電流iq變化率非常之大。當(dāng)電機(jī)轉(zhuǎn)速超過基速(A點(diǎn))繼續(xù)增加，電壓極限橢圓不斷縮小，電流能夠容許的運(yùn)行區(qū)域也越來越小。A點(diǎn)之后電流的切線斜率越來越大，轉(zhuǎn)速繼續(xù)增加當(dāng)接近B點(diǎn)時(shí)，由圖可知d軸電流id變化并不是很大，但是q軸電流iq變化非常劇烈。此時(shí)q軸電流環(huán)增益很大，容易造成電流、輸出電磁轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)劇烈。這樣會(huì)使得電機(jī)控制系統(tǒng)的電壓指令與逆變器輸出的電壓產(chǎn)生偏差，會(huì)出現(xiàn)很大的電流誤差。所以在高速弱磁區(qū)域要解決的是電流飽和問題、電流跟隨性問題。

圖3 弱磁電流軌跡

針對(duì)以上問題，對(duì)電壓閉環(huán)反饋弱磁電流部分進(jìn)行分析。

弱磁穩(wěn)定狀態(tài)下，電機(jī)定子電阻壓降較小可以忽略，此時(shí)dq軸電壓的偏差分別為

(11)

忽略定子電阻壓降后ud,uq分別為

(12)

(13)

將式(12)、式(13)代入式(11)中可得到dq軸電壓偏差為

(14)

令電壓代價(jià)函數(shù)：

(15)

dq軸電流變化率：

(16)

式中,α為調(diào)制系數(shù)。

對(duì)式(16)轉(zhuǎn)換至頻域可得：

(17)

將式(14)代入上式可得：

(18)

(19)

其中,

(20)

在電壓反饋弱磁中Δidm可由電壓反饋弱磁部分得到。

所以在引入q軸電流誤差積分后d軸補(bǔ)償電流指令為

(21)

如圖4所示改進(jìn)后的弱磁控制策略，在傳統(tǒng)電壓閉環(huán)反饋弱磁的基礎(chǔ)上，引入q軸電流誤差積分模塊，用q軸電流的誤差來抑制由于q軸電流變化過大帶來的轉(zhuǎn)矩震動(dòng)。改進(jìn)后弱磁環(huán)控制模塊，在傳統(tǒng)電壓反饋弱磁基礎(chǔ)上加入q軸電流積分誤差模塊，兩部分輸出共同決定d軸電流補(bǔ)償部分。

圖4 改進(jìn)后弱磁控制策略

4 模糊控制

PI控制器自誕生以來一直是工程實(shí)際中應(yīng)用最為廣泛也是最為成熟的控制器。但是PI控制器也有其局限性所在，傳統(tǒng)的PI控制器由于其PI參數(shù)是固定的，在控制效果的快速性和穩(wěn)定性上并不能同時(shí)獲得，換而言之傳統(tǒng)PI控制器會(huì)取中間態(tài)，在快速性和穩(wěn)定性上各有取舍。若將模糊控制與傳統(tǒng)PI控制相互結(jié)合，那么將會(huì)得到更好的控制效果，在快速性和穩(wěn)定性上均有所提升。

本文轉(zhuǎn)速環(huán)采用的是模糊自適應(yīng)PI控制，這種新型的轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器輸入依舊是轉(zhuǎn)速誤差e，只不過根據(jù)轉(zhuǎn)速誤差e和其一元微分ec構(gòu)建了模糊論域子集、模糊規(guī)則，經(jīng)過模糊推理實(shí)現(xiàn)PI參數(shù)在線實(shí)時(shí)自動(dòng)選擇最合適的PI參數(shù)控制。由此可見，這種新型轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器的PI參數(shù)是隨著轉(zhuǎn)速的變化而變化的，尤其是在動(dòng)態(tài)響應(yīng)過程中變PI參數(shù)能夠獲得更好的動(dòng)態(tài)性能。

模糊自適應(yīng)PI控制也有兩種方式：第一種是模糊控制器輸出的是直接就是轉(zhuǎn)速環(huán)的PI調(diào)節(jié)參數(shù)Kp，Ki；第二種是模糊控制器輸出的是Kp，Ki的變化量ΔKp，ΔKi，最終PI參數(shù)可以由式(22)獲得。

(22)

本文采用的是第二種輸出為Kp，Ki的變化量ΔKp，ΔKi的控制方式。

轉(zhuǎn)速環(huán)中采用的模糊控制器結(jié)構(gòu)框圖如圖5所示。這里采用了單變量二維模糊控制結(jié)構(gòu)，將轉(zhuǎn)速的誤差e(給定轉(zhuǎn)速與實(shí)際轉(zhuǎn)速之差)和轉(zhuǎn)速誤差的微分ec作為模糊控制器的輸入量，模糊控制器的輸出量為PI參數(shù)的變化量ΔKp，ΔKi。模糊自適應(yīng)PI控制器工作流程是這樣的：首先轉(zhuǎn)速誤差e輸入后進(jìn)行一次一元微分變?yōu)閑c，這時(shí)e、ec并不在要求的論域內(nèi)，這時(shí)就需要分別乘上量化因子，讓其兩個(gè)輸入量能夠在模糊論域內(nèi)部。這部分是不能直接用在轉(zhuǎn)速換的變PI參數(shù)的，還需要將模糊輸出乘上比例因子才算完成。模糊控制器的輸出是Kp，Ki的變化量ΔKp，ΔKi。ΔKp，ΔKi與前一個(gè)計(jì)算周期的Kp，Ki累加之后輸出，這是轉(zhuǎn)速環(huán)的PI參數(shù)就是隨轉(zhuǎn)速變化而變化的了。本文中比例因子可根據(jù)e和ec的變化分段取不同的值。

圖5 模糊PI控制器結(jié)構(gòu)圖

本文以圖6所示的模糊自適應(yīng)PI階躍響應(yīng)曲線為模板分析模糊規(guī)則的制定，分段分析各階段規(guī)則的制定。

圖6 模糊PI階躍響應(yīng)曲線

(1)OA段，這個(gè)階段轉(zhuǎn)速誤差|e|比較大，為了獲得較快的響應(yīng)速度，比例調(diào)節(jié)系數(shù)Kp應(yīng)當(dāng)取的比較大，能在較短時(shí)間內(nèi)就能使轉(zhuǎn)速環(huán)的輸出達(dá)到限幅值。這不得比例環(huán)節(jié)起到了主要作用，只需要比例環(huán)節(jié)就可以獲得較快的響應(yīng)速度。而積分環(huán)節(jié)的作用反而可能會(huì)導(dǎo)致積分，導(dǎo)致超調(diào)。而這個(gè)階段令Ki=0，反而會(huì)獲得更好的調(diào)速控制效果。

(2)AB段，這個(gè)階段轉(zhuǎn)速誤差|e|處于中等大小，這時(shí)候就要將比例調(diào)節(jié)系數(shù)Kp適當(dāng)取小，為了減小ec可以適當(dāng)降低轉(zhuǎn)速環(huán)的輸出，這樣超調(diào)量也會(huì)有所降低。再同時(shí)引入積分環(huán)節(jié)讓其慢慢開始作用，來減小收斂靜態(tài)誤差，積分調(diào)節(jié)系數(shù)Ki緩慢增加也能夠避免積分環(huán)節(jié)的輸出增加的過快而導(dǎo)致的積分飽和問題。

(3)CE段，這個(gè)階段轉(zhuǎn)速誤差|e|已經(jīng)比較小了，調(diào)速系統(tǒng)已經(jīng)趨于穩(wěn)定了，同時(shí)將Kp，Ki都增加，可以提高系統(tǒng)的靜態(tài)性能，提高系統(tǒng)穩(wěn)定時(shí)的調(diào)節(jié)精度，也增強(qiáng)了系統(tǒng)的抗干擾能力。

綜上所述，在階躍響應(yīng)的OD段, 比例調(diào)節(jié)系數(shù)Kp變化的趨勢(shì)為先大再小最后在變大，積分調(diào)節(jié)系數(shù)Ki的變化趨勢(shì)為先小再大。DE段，Kp，Ki的變化趨向均為增大，這時(shí)候靜態(tài)誤差收斂的很快。為了使OD段在經(jīng)過論域變化后仍能夠落在模糊論域的Z范圍之內(nèi)，首先要優(yōu)化好模糊規(guī)則的制定，同時(shí)對(duì)轉(zhuǎn)速誤差e論域的選取也要恰當(dāng)。

根據(jù)設(shè)計(jì)經(jīng)驗(yàn)及多次仿真對(duì)比，本文所采用的模糊規(guī)則如表1、表2所示。

表1 ΔKp模糊控制規(guī)則

表2 ΔKi模糊控制規(guī)則

本文采用的是重心法解模糊，實(shí)現(xiàn)方法是取隸屬度函數(shù)在其領(lǐng)域內(nèi)的積分值(即其面積值)。在數(shù)字控制系統(tǒng)中，通常使用的是離散函數(shù)。這種情況下，重心法解模糊的公式為

(23)

其中,橫軸為xk，縱軸為隸屬度函數(shù)的積分值yo，而zv(xk)為隸屬度函數(shù)值。

5 仿真結(jié)果分析

本文采用的表貼式永磁同步電機(jī)參數(shù)如表3所示。

表3 永磁同步電機(jī)參數(shù)

仿真原理圖如圖7所示。

圖7 弱磁仿真原理圖

速度環(huán)采用模糊PI控制器，給定轉(zhuǎn)速與實(shí)際轉(zhuǎn)速的誤差作為模糊控制器的輸入，模糊控制的輸出為ΔKp、ΔKi，動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)速度環(huán)的PI參數(shù)。

圖8 模糊PI控制器仿真結(jié)構(gòu)圖

首先驗(yàn)證傳統(tǒng)電壓閉環(huán)反饋弱磁策略，給定轉(zhuǎn)速設(shè)置為900 r/mim,負(fù)載轉(zhuǎn)矩TL設(shè)置為3 Nm，仿真結(jié)果如圖10所示。永磁同步電機(jī)的轉(zhuǎn)矩能夠上升到900 r/min，電機(jī)在速度上升過程中存在劇烈的抖動(dòng)。在0.18 s時(shí)速度上升至690 r/min左右時(shí)dq軸電流出現(xiàn)劇烈抖動(dòng)，輸出轉(zhuǎn)矩也出現(xiàn)很大波動(dòng)。由此可見在傳統(tǒng)電壓閉環(huán)反饋弱磁策略下，不能滿足調(diào)速性能的需要，期間電流調(diào)節(jié)器多次飽和，dq軸電流，輸出轉(zhuǎn)矩發(fā)生多次振蕩。

圖9 傳統(tǒng)電壓反饋弱磁仿真波形

圖10 q軸電流誤差積分模糊弱磁仿真波形

然后再驗(yàn)證q軸電流誤差積分加模糊PI控制策略，同樣給定轉(zhuǎn)速設(shè)置為900 r/mim,負(fù)載轉(zhuǎn)矩TL設(shè)置為3 Nm，仿真結(jié)果如圖12所示。在該種改進(jìn)弱磁控制策略下，dq軸電流，輸出轉(zhuǎn)矩均沒有發(fā)生明顯的振蕩，升速過程平滑，有效改善了傳統(tǒng)電壓閉環(huán)弱磁策略電流與輸出轉(zhuǎn)矩發(fā)生振蕩的問題。

圖11 速度對(duì)比

針對(duì)弱磁控制調(diào)速量大會(huì)造成超調(diào)量大、調(diào)節(jié)時(shí)間過長(zhǎng)的問題，設(shè)計(jì)了在轉(zhuǎn)速中加入模糊PI控制器，并在弱磁環(huán)中采用了改進(jìn)后的控制策略，與傳統(tǒng)電壓閉環(huán)反饋弱磁進(jìn)行對(duì)比，其轉(zhuǎn)速仿真波形如圖12所示，仿真結(jié)果表明采用轉(zhuǎn)速環(huán)采用模糊PI控制后，超調(diào)量有所減小，調(diào)節(jié)時(shí)間大幅度縮短,0.255 s時(shí)轉(zhuǎn)速已經(jīng)穩(wěn)定到給定轉(zhuǎn)速，而傳統(tǒng)PI控制則是在0.5 s之后才穩(wěn)定到給定值。

6 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

(1)這部分采用了id=0控制，進(jìn)行了永磁同步電機(jī)帶額定負(fù)載的起動(dòng)以及運(yùn)行實(shí)驗(yàn)，來確認(rèn)電機(jī)在沒有采用弱磁控制時(shí)所能達(dá)到的轉(zhuǎn)速極限值。電機(jī)階躍速度響應(yīng)如圖12所示。

圖12 id=0控制實(shí)驗(yàn)轉(zhuǎn)速響應(yīng)波形

設(shè)定負(fù)載轉(zhuǎn)矩為3 Nm，在這種情況下采用id=0控制電機(jī)能夠達(dá)到的極限轉(zhuǎn)速為380 r/min，顯然限制了電機(jī)的調(diào)速范圍。這時(shí)調(diào)速量并不大，轉(zhuǎn)速響應(yīng)平滑迅速，幾乎無超調(diào)量。

(2)這部分采用電壓閉環(huán)反饋弱磁控制策略，依舊進(jìn)行了電機(jī)帶額定負(fù)載起動(dòng)和運(yùn)行實(shí)驗(yàn)，來確認(rèn)采用弱磁控制時(shí)電機(jī)能否超出上個(gè)實(shí)驗(yàn)中的極限轉(zhuǎn)速380 r/min。以及電機(jī)在弱磁升速過程是否會(huì)發(fā)生電流與轉(zhuǎn)矩抖動(dòng)的情況。實(shí)驗(yàn)波形如圖13所示。

圖13 傳統(tǒng)弱磁控制實(shí)驗(yàn)波形

由圖可知，在設(shè)定負(fù)載轉(zhuǎn)矩為3 Nm時(shí)，電機(jī)轉(zhuǎn)速能夠達(dá)到600 r/min，說明采用電壓閉環(huán)反饋弱磁控制策略嫩能夠超越矢量控制380 r/min轉(zhuǎn)速的極限值，所以該種控制方法能夠拓寬電機(jī)的調(diào)速范圍。但是速度環(huán)采用的是傳統(tǒng)PI控制器，600 r/min的調(diào)速量非常之大，所以轉(zhuǎn)速階躍響應(yīng)的超量很大，達(dá)到了36%，調(diào)節(jié)時(shí)間約為750 ms也非常之大。此外dq軸電流波動(dòng)很大，而輸出轉(zhuǎn)矩與交軸電流iq相關(guān)可以知道轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)也很大。

(3)這部分采用q軸電流積分誤差弱磁控制策略，并且在轉(zhuǎn)速中加入了模糊PI控制器。這轉(zhuǎn)速環(huán)中的模糊PI控制器主要是針對(duì)調(diào)速量過大時(shí)超調(diào)量和調(diào)節(jié)時(shí)間過長(zhǎng)問題，對(duì)調(diào)速的動(dòng)態(tài)性能進(jìn)行改善。進(jìn)行了電機(jī)帶額定負(fù)載起動(dòng)和運(yùn)行實(shí)驗(yàn)，來驗(yàn)證轉(zhuǎn)速的階躍響應(yīng)動(dòng)態(tài)性能是否改善，以及電流、轉(zhuǎn)矩的脈動(dòng)情況能否消除。實(shí)驗(yàn)波形如圖14所示。

圖14 改進(jìn)后模糊弱磁控制實(shí)驗(yàn)電流波形

改進(jìn)后弱磁控制策略，轉(zhuǎn)速仍然能夠到達(dá)600 r/min，與傳統(tǒng)電壓閉環(huán)反饋弱磁控制沒有差別。但是dq軸跟隨性電流良好，幾乎沒有什么高頻抖動(dòng)。所以在引入了q軸電流誤差積分控制策略后消除了電機(jī)在高速弱磁區(qū)域的電流、轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)大的情況，保證了電機(jī)在高速區(qū)域的穩(wěn)定運(yùn)行。

由于轉(zhuǎn)速環(huán)采用了模糊PI控制器，雖然起動(dòng)過程中調(diào)速量很大，但是超調(diào)量只有16.7%，相比傳統(tǒng)PI控制器減少了近50%，調(diào)節(jié)時(shí)間約為400 ms，同樣減少了接近50%。由此可見模糊PI控制器在弱磁控制這種調(diào)速量很大的應(yīng)用場(chǎng)景中能夠有效減少超調(diào)量和調(diào)節(jié)時(shí)間。有效的改善了電機(jī)的調(diào)速性能。

基于以上實(shí)驗(yàn)結(jié)果可以得出，本文提出的模糊PI改進(jìn)弱磁控制策略不僅能夠滿足高轉(zhuǎn)速的需要，在轉(zhuǎn)速動(dòng)態(tài)性能上也十分優(yōu)越，電流、轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)情況也能夠消除。故實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了本文設(shè)計(jì)的算法是可行的。

7 結(jié) 論

本文針對(duì)永磁同步電機(jī)在高速區(qū)域電流跟隨性差，電流、輸出轉(zhuǎn)矩波動(dòng)大的問題。在傳統(tǒng)電壓閉環(huán)弱磁控制策略的基礎(chǔ)上加入q軸電流誤差積分和模糊控制策略有效改善了永磁同步電機(jī)在弱磁升速過程中電流與輸出轉(zhuǎn)矩發(fā)生振蕩的問題。改進(jìn)弱磁控制策略調(diào)速過程平滑，電流、輸出轉(zhuǎn)矩平穩(wěn)。同時(shí)轉(zhuǎn)速環(huán)采用了模糊PI控制器，即使是在弱磁控制時(shí)調(diào)速量很大的情況下，轉(zhuǎn)速的動(dòng)態(tài)性能相比PI控制器控制效果更好。