李欽召，趙學(xué)民

（1.鄭州電子信息職業(yè)技術(shù)學(xué)院 電子工程系，河南 鄭州 451450；2.鄭州航空工業(yè)管理學(xué)院 智能工程學(xué)院，河南 鄭州 450015）

微電網(wǎng)是分布式電源和可再生能源大規(guī)模接入電網(wǎng)的整體解決方案[1]。微電網(wǎng)中作為接口裝置的三相變換器需提供負(fù)序補(bǔ)償和有源濾波等[2]，對應(yīng)基于載波的脈寬調(diào)制（PWM）所需的調(diào)制波將非正弦和不平衡，進(jìn)而調(diào)制波的最大正序分量將減小。

Y型連接的級聯(lián)H橋（CHB）多電平變換器廣泛應(yīng)用于微電網(wǎng)[3-4]。級聯(lián)H橋可將共模分量添加到PWM調(diào)制波中，而不影響電流。文獻(xiàn)[5]中引入了一種等效基頻共模注入的中點(diǎn)移相法，以允許故障條件下級聯(lián)H橋產(chǎn)生平衡的線電壓。此方法在文獻(xiàn)[6]中得到了擴(kuò)展，進(jìn)一步允許在特定故障條件下增加線電壓。

基于前述文獻(xiàn)研究，本文針對在平衡或不平衡條件下微電網(wǎng)中Y型連接級聯(lián)H橋變換器，提出了一種調(diào)制波共模注入來最大化擴(kuò)增PWM線性調(diào)制區(qū)的技術(shù)。新型共模注入技術(shù)可適用于任何基于載波的PWM，無需利用查找表。同時(shí)，擴(kuò)增PWM線性調(diào)制區(qū)共模注入技術(shù)與容錯(cuò)PWM方案一起使用時(shí)，可實(shí)現(xiàn)變換器的故障容錯(cuò)運(yùn)行。

1 系統(tǒng)描述

1.1 級聯(lián)H橋變換器

圖1為并網(wǎng)級聯(lián)H橋變換器電路圖。H橋模塊均配置了故障旁路開關(guān)，變換器輸出采用濾波電感Lf與電網(wǎng)相連。

圖1 并網(wǎng)級聯(lián)H橋變換器Fig.1 Grid-connected cascaded H-bridge converter

在每個(gè)H橋模塊中，開關(guān)SW1和SW2，SW3和SW4以互補(bǔ)形式工作。設(shè)第n個(gè)H橋模塊的直流電壓為Udc，則其輸出電壓un可定義為

式中：sw1，sw3為開關(guān)狀態(tài)，取值“1”和“0”分別代表上管導(dǎo)通和下管導(dǎo)通。

變換器可基于移相脈寬調(diào)制（phase-shifted pulse width modulation，PSPWM）和移電平脈寬調(diào)制（level-shifted pulse width modulation，LSPWM）進(jìn)行共模注入。

對于基于載波的PWM方案，調(diào)制波代表了所需的輸出相電壓ua，但實(shí)際ua還取決于其他因素，如載波頻率等。為了確保PWM施加于級聯(lián)H橋時(shí)處于線性調(diào)制區(qū)，每相所有H橋模塊直流電壓之和Udcx（x∈{a，b，c}）必須不小于PWM調(diào)制波峰值。

級聯(lián)H橋變換器的模塊化設(shè)計(jì)可實(shí)現(xiàn)故障容錯(cuò)運(yùn)行[7]。圖1中旁路開關(guān)可用于故障H橋模塊隔離，但故障相的最大輸出電壓將減小。為避免不平衡，可以將非故障相的H橋單元也旁路相同數(shù)量，但這樣會(huì)減小級聯(lián)H橋的線性調(diào)制區(qū)，從而降低了級聯(lián)H橋的線電壓峰值。

1.2 變換器輸出功率區(qū)分析

當(dāng)變換器無需實(shí)現(xiàn)輔助功能時(shí)，變換器的輸出功率區(qū)在PQ平面中為一個(gè)以輸出原點(diǎn)為中心的圓，如圖2所示。

圖2 并網(wǎng)級聯(lián)H橋變換器的輸出功率區(qū)分析Fig.2 Output power region analysis of grid-connected cascaded H-bridge converter

然而，變換器需實(shí)現(xiàn)輔助功能時(shí)，為確保PWM線性調(diào)制，輸出功率區(qū)與相移δ有關(guān)，圖2中繪制了當(dāng)PWM調(diào)制波必須包含固定負(fù)序分量以提供負(fù)序補(bǔ)償時(shí)的變換器輸出功率區(qū)。負(fù)序分量增加對應(yīng)正序分量減少，因?yàn)閁dcx需大于PWM調(diào)制波峰值。因此，提供負(fù)序補(bǔ)償后變換器的輸出功率區(qū)將縮小，且不再為圓形，見圖2。

2 共模注入技術(shù)

2.1 共模分量生成和注入

圖3 基于共模注入的PWM調(diào)制波修正Fig.3 Adjusted PWM references based on common mode injection

考慮到所設(shè)計(jì)的共模注入擴(kuò)增技術(shù)只是作為PWM和閉環(huán)控制器的中間環(huán)節(jié)，可適用于任何基于載波的PWM和閉環(huán)控制器。進(jìn)一步，如果使用了容錯(cuò)PWM方案并適當(dāng)調(diào)整Udcx，則所提出的共模注入技術(shù)有助于實(shí)現(xiàn)變換器的故障容錯(cuò)運(yùn)行。

2.2 對變換器功率輸出區(qū)的影響分析

為確保三相平衡，使用所設(shè)計(jì)的共模注入技術(shù)時(shí)，系統(tǒng)可達(dá)到的最大線電壓峰值ULLmax等于較小兩相總直流電壓之和，即

式（7）表明，諸如[3，3，3]，[3，3，2]，[3，2，2]和[2，2，2]配置，ULLmax分別為 6Udc，5Udc，4Udc和 4Udc，并可依此類推。采用所提出的共模注入技術(shù)可獲得這些線電壓最大峰值，因?yàn)樵趞ux（t）-uy（t）|≤Udcx+Udcy條件下進(jìn)行u0（t）注入，即可擴(kuò)增線性調(diào)制區(qū)。此外，即使存在一相所有H橋模塊均被旁路，也可獲得平衡的線電壓，例如對于[3，3，0]配置，ULLmax=3Udc。對于不同配置，由于可獲得的最大線電壓等于較小兩相總直流電壓之和，故所提出的方法會(huì)最大化線性調(diào)制區(qū)。

當(dāng)并網(wǎng)級聯(lián)H橋的PWM調(diào)制波必須包含負(fù)序分量時(shí)，變換器可以提供的最大線電壓取決于相移δ。換言之，ULLmax和|UI|的范圍取決于δ，此時(shí)變換器的輸出功率區(qū)不再為圓形區(qū)域。圖4示出了在各種配置下變換器輸出功率區(qū)，不失一般性，設(shè)負(fù)序分量的相角相對于電網(wǎng)正序分量為0。

圖4 不同配置下變換器的輸出功率區(qū)分析Fig.4 Output power region analysis of converter with different configurations

圖4a為無故障[3，3，3]配置下繪制的變換功率輸出區(qū)，采用共模電壓注入前后的區(qū)域均具有2π/3的旋轉(zhuǎn)對稱性，且共模注入后，對所有δ，ULLmax均增加。隨著H橋模塊故障的發(fā)生以及被旁路，如圖4b～圖4d所示，若PWM調(diào)制波包含負(fù)序分量，則盡管負(fù)序分量的角度改變時(shí)，級聯(lián)H橋在PQ平面上的輸出功率區(qū)仍圍繞著變換器的輸出原點(diǎn)旋轉(zhuǎn)，但其已失去旋轉(zhuǎn)對稱性。同時(shí)，在H橋模塊故障條件下使用共模注入技術(shù)，對所有δ，ULLmax仍增加。在某些情況下，如圖4c所示，共模注入可使級聯(lián)H橋僅能以單位功率因數(shù)提供有功功率。但圖4d中，無論是否使用共模注入，級聯(lián)H橋都無法以單位功率因數(shù)提供有功功率。故當(dāng)使用所提出的PWM共模注入技術(shù)時(shí)，級聯(lián)H橋的容錯(cuò)性更好，因?yàn)樽儞Q器可在更大范圍故障下保持并網(wǎng)運(yùn)行。

2.3 級聯(lián)H變換器的控制器框圖

圖5 控制系統(tǒng)框圖Fig.5 Block diagram ofthecontrol system

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證所設(shè)計(jì)的級聯(lián)H橋變換器PWM線性調(diào)制區(qū)最大化的共模注入技術(shù)，搭建了測試平臺后開展了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)主要參數(shù)如下：級聯(lián)H橋額定輸出線電壓ULL=208 V；級聯(lián)H橋輸出額定頻率fn=50 Hz；H橋子模塊直流電壓Udcn=65 V；每相H橋模塊數(shù)量m=3；級聯(lián)H橋PWM開關(guān)頻率fsw=4.2 kHz；濾波電感Lf=1.5 mH；網(wǎng)側(cè)電感Lg=1 mH；濾波電容Cf=15 μF；濾波阻尼電阻Rf=3.3 Ω；負(fù)載功率PL=2 kW。，變換器經(jīng)由含阻尼電阻Rf的LCL濾波器并網(wǎng)，同時(shí)配置額定功率為2 kW的不平衡負(fù)載，負(fù)載為Y型連接，分別為Ra=24 Ω，Rb=24 Ω和Rc=31 Ω。實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)采用示波器（64Xi-A）以采樣頻率100 kHz進(jìn)行采集，電壓和電流分別采用ADP300電壓差分探頭和CP030電流探頭進(jìn)行測量。圖5中PI參數(shù)設(shè)置為kp+=0.01，ki+=0.05，kp-=0.15和ki-=0.5，控制器采樣周期Ts=167 ns，參數(shù)配置依據(jù)為：確?？刂破髟谳斎腚妷悍秶鷥?nèi)變換器均能穩(wěn)定運(yùn)行，而非最優(yōu)化控制器瞬態(tài)性能，測試中級聯(lián)H橋以單位功率因數(shù)0.5 kW運(yùn)行。

不提供負(fù)序補(bǔ)償時(shí)的電網(wǎng)電流波形如圖6a所示。然后將級聯(lián)H橋每相總直流電壓Udcx從195 V降低至160 V，采用和未采用共模注入時(shí)的電網(wǎng)電流波形分別如圖6b和圖6c所示。圖中所示，提供負(fù)序補(bǔ)償后，共模注入后的電網(wǎng)電流將保持更好的正弦度，諧波含量更低。

圖6 并網(wǎng)電流實(shí)驗(yàn)波廝Fig.6 Experimental waveforms of the grid current

進(jìn)一步，將Udcx從195 V以5 V的步長逐步降低至最低值150 V，則不同Udcx下，采用和未采用共模注入時(shí)的電網(wǎng)電流THD如圖7所示。對比測試結(jié)果表明，若使用所提出的共模注入技術(shù)，則可以在較低的Udcx下保持較小的THD。值得注意的是，變換器產(chǎn)生的有功和無功功率取決于|UI|，而|UI|又取決于調(diào)制比和可利用的Udcx。由于Udcx較低，則需要較高的調(diào)制比才能產(chǎn)生相同的|UI|，故圖7中THD增加時(shí)Udcx的下限對應(yīng)于調(diào)制比的上限，即線性調(diào)制區(qū)的邊界。圖7中的結(jié)果證明了所設(shè)計(jì)的共模注入技術(shù)擴(kuò)增了PWM線性調(diào)制區(qū)。

圖7 并網(wǎng)電流THDFig.7 THD of the grid current

將c相中1個(gè)H橋模塊旁路，然后保持Udcx為195 V進(jìn)行變換器故障容錯(cuò)運(yùn)行測試得到級聯(lián)H橋三相輸出相電壓波形如圖8所示。測試結(jié)果證明了共模注入技術(shù)在系統(tǒng)故障容錯(cuò)運(yùn)行時(shí)仍可使用。

圖8 故障宮錯(cuò)運(yùn)行時(shí)的級聯(lián)H橋輸出相電壓波廝Fig.8 Output phase voltage waveforms of cascaded H-bridge during fault-tolerant operation

4 結(jié)論

本文設(shè)計(jì)了一種擴(kuò)增微電網(wǎng)中級聯(lián)H橋變換器PWM線性調(diào)制區(qū)的共模注入技術(shù)。總結(jié)全文可得主要結(jié)論如下：

1）新型共模注入設(shè)計(jì)可充分利用級聯(lián)H橋每相最大總直流電壓，從而對PWM調(diào)制波進(jìn)行實(shí)時(shí)修正，故無需查找表；

2）共模注入可在任意基于載波的PWM中實(shí)施，即其與變換器所采用的控制方法解耦，故適用范圍廣，可用于對稱和非對稱級聯(lián)H橋拓?fù)洌?/p>

3）若級聯(lián)H橋中有H橋模塊旁路并采用容錯(cuò)PWM方案，則所提出的共模注入技術(shù)可在系統(tǒng)故障容錯(cuò)運(yùn)行時(shí)同步施加。