魯懷賢

（1.合肥工業(yè)大學(xué) 微電子學(xué)院，安徽合肥，230009；2.合肥仙湖半導(dǎo)體科技有限公司，安徽合肥，230061）

0 引言

高邊功率驅(qū)動芯片通過將控制模塊、驅(qū)動模塊及其它保護(hù)電路模塊與功率器件集成在一起，可以實現(xiàn)更多的功能，在新能源汽車、自動化控制及其它電子產(chǎn)品等領(lǐng)域得到廣泛應(yīng)用[1-2]。為了保證驅(qū)動芯片的正常工作，需要加入各種保護(hù)電路，其中，負(fù)載開路檢測電路通過對負(fù)載狀態(tài)進(jìn)行實時檢測反饋，在負(fù)載發(fā)生開路故障時及時向系統(tǒng)發(fā)出反饋信號。此類電路一般是對負(fù)載上的電流進(jìn)行檢測，第一種方法是在主通路上檢測分壓電阻上的電流，但這會帶來冗余的電壓消耗[3]。另外一種方法是采用一個與主功率管尺寸成比例的檢測管，對檢測管支路流過的電流進(jìn)行檢測。這種方法雖然不會給主通路帶來冗余的電壓消耗，但在負(fù)載電流很小的情況下，鏡像復(fù)制的電流精度會降低，導(dǎo)致誤差過大，使檢測電路的可靠性下降。

本文針對高邊功率驅(qū)動芯片，設(shè)計優(yōu)化了一種新型負(fù)載開路檢測電路。該電路采用雙重判決模式和滯回比較器，解決傳統(tǒng)電流檢測引起的冗余電壓和檢測誤差的問題，以及外部干擾導(dǎo)致功率管反復(fù)開關(guān)的問題，提高了負(fù)載開路檢測的精確度和可靠性。

1 傳統(tǒng)負(fù)載開路檢測電路

在驅(qū)動電路中負(fù)載開路檢測電路的作用是對負(fù)載狀態(tài)進(jìn)行實時檢測和反饋。檢測負(fù)載狀態(tài)主要有兩種方式：一是測量功率管的壓降大小，若負(fù)載處于開路狀態(tài)，該壓降會低于設(shè)定的閾值。由于功率管正常工作時導(dǎo)通電阻很小，且易隨電流和溫度變化，導(dǎo)致功率管的導(dǎo)通壓降小且波動大，難以檢測；二是對負(fù)載電流進(jìn)行檢測，當(dāng)負(fù)載電流小于設(shè)定的閾值電流時，認(rèn)為負(fù)載處于開路狀態(tài)。

對負(fù)載電流進(jìn)行檢測的傳統(tǒng)負(fù)載開路檢測電路如圖1所示。圖中MP為功率管，MS為檢測管，MP的寬長比是MS的N倍。MP源端連接負(fù)載RL，MS源端連接電流源IREF，通過對MP和MS源端的電位比較來檢測負(fù)載電流。設(shè)閾值電流IL0=N·IREF，當(dāng)負(fù)載電流IL小于IL0時，開路故障信號Openload為高。然而，比較器的失調(diào)會限制閾值電流IL0的大小，具體分析過程如下：

圖1 傳統(tǒng)負(fù)載開路檢測電路

圖1 中比較器輸入端分別為Vout和VS，設(shè)兩輸入端的差值為Voff，即：

此外：

其中RonP為功率管MP的導(dǎo)通電阻，RonS為檢測管MS的導(dǎo)通電阻。

由上面三式可以得到：

由于RonSRonP=N，代入式（4）得到：

取N·IREF= 3VoffRonP，則能檢測到的閾值電流為：

從式（6）可以看出能檢測到的閾值電流與功率管MP的導(dǎo)通電阻成反比。在實際應(yīng)用中，負(fù)載開路對應(yīng)的閾值電流通常應(yīng)小于10mA，因此功率管的導(dǎo)通電阻不能太小，這與在傳統(tǒng)電路中對功率管低導(dǎo)通電阻高效率的要求是相矛盾的；其次，必須降低比較器的失調(diào)電壓，這會使電路設(shè)計的復(fù)雜度大大增加；最后，高邊功率驅(qū)動芯片面臨惡劣的工作環(huán)境，傳統(tǒng)電路無法確保芯片的正常工作。綜合來看，傳統(tǒng)的檢測電路無法滿足設(shè)計要求，因此本文提出一款新型負(fù)載開路檢測電路。

2 新型負(fù)載開路檢測電路

2.1 滯回比較器

比較器在電路狀態(tài)檢測時起到至關(guān)重要的作用，在保證電路復(fù)雜度適宜的情況下，增加比較器的增益，可以提高檢測精度。圖2為一種典型的比較器結(jié)構(gòu)，VN、VP為同相與反相輸入端，通過電阻RN、RP調(diào)整輸入端電壓保證比較器正常工作，IN_C作為使能信號，控制比較器電路在主電路上電工作時運(yùn)行。為提高整個比較器的檢測精度，在比較器輸出端加入兩個反相器，能夠使比較器增益大大增加，從而大大提高檢測精度。

圖2 典型比較器

在此基礎(chǔ)上，在比較器的輸出端和同相輸入端之間連接電阻，在正反饋的作用下會出現(xiàn)滯回現(xiàn)象，這種結(jié)構(gòu)稱為滯回比較器。如圖3所示，VP=[R2/(R1+R2)]·(VREF－Vout),根據(jù)虛短VN=VP，即可得出兩個閾值電壓：在Vout的上升沿處（0～VCC），VP1=[R2/(R1+R2)]·VREF，在Vout的下降沿處（VCC～0），VP2=[R2/(R1+R2)]·(VREF－VCC)。

圖3 滯回比較器

在比較器運(yùn)行時，如果有噪聲或干擾出現(xiàn)，都會使比較器在兩個不同的輸出狀態(tài)之間產(chǎn)生額外的頻繁跳變，這種情況會造成功率管不必要的開關(guān)功耗和信號振蕩。而滯回比較器的Vout在上升和下降時輸入端的數(shù)值不同，這樣可以避免誤信號的干擾，提高檢測的有效性，降低功率管的無效開關(guān)功耗，因此本設(shè)計采用滯回比較器規(guī)避這類問題的發(fā)生。

2.2 新型開態(tài)負(fù)載開路檢測電路的設(shè)計

針對檢測精度不高、檢測電流閾值太大及噪聲影響等問題，本節(jié)提出一種新型負(fù)載開路檢測方法。如圖4所示，采用雙重檢測模式對負(fù)載是否開路進(jìn)行檢測。首先是由MP及滯回比較器OP1構(gòu)成的第一重檢測電路，檢測功率器件MP兩端的電壓降。當(dāng)OP1輸出為低電平時，通過邏輯運(yùn)算MP被關(guān)閉，輸出可能出現(xiàn)負(fù)載開路的信號指令Possible fault，提示電路可能存在故障；而后由MS支路上RS和比較器OP2構(gòu)成的第二重檢測電路開始運(yùn)行，對電阻RS上的電流進(jìn)行檢測，當(dāng)OP2輸出為低電平時，兩個比較器信號都滿足開路檢測，Openload輸出高電平，表示負(fù)載開路，通過邏輯運(yùn)算進(jìn)行信號輸出和電路關(guān)斷處理。因此當(dāng)?shù)谝恢貦z測電路輸出低電平時會提示電路可能存在故障，只有當(dāng)雙重電路都輸出低電平時才會直接關(guān)斷電路并輸出故障信號。

圖4 新型負(fù)載開路檢測電路原理圖

具體分析如下：對于第一重檢測電路，VMP為功率管MP上的電壓降，VMP0是設(shè)定的判斷閾值電壓，即VREF=VCCVMP0。VMP＞VMP0時，有Vout＜VREF，OP1輸出高電平，芯片正常工作；當(dāng)VMP＜VMP0時，有Vout＞VREF，OP1輸出低電平，第一重檢測電路判斷負(fù)載處于開路狀態(tài)，芯片負(fù)載可能處于開路，電路輸出提示信號；對于第二重檢測電路，IL為負(fù)載RL上流過的電流，IL0為設(shè)定的判斷閾值電流（IL0=V1/RS），IL＞IL0時，VRs=IL0·RS＜V1，OP2輸出為高電平，芯片正常工作；當(dāng)IL

可以看出，本文設(shè)計的負(fù)載開路檢測電路有如下優(yōu)勢：

（1）功率管的導(dǎo)通電阻不會對負(fù)載閾值電流的檢測造成影響；

（2）檢測電阻RS只在檢測通路中消耗壓降，不會消耗主通路上的電壓降；

（3）比較器的失調(diào)電壓不會限制檢測電流閾值的大?。?/p>

（4）采用雙重判決模式，規(guī)避了負(fù)載電流和溫度的波動造成干擾信號的可能性；

（5）采用滯回比較器，降低了輸入波動，或其他噪聲、干擾對檢測準(zhǔn)確度的影響，整體提高了檢測的有效性和系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

3 新型負(fù)載開路檢測電路的應(yīng)用及仿真

3.1 新型負(fù)載開路檢測電路應(yīng)用

本文設(shè)計電路的應(yīng)用系統(tǒng)如圖5所示。對于高邊驅(qū)動功率芯片，其工作環(huán)境往往很惡劣，從圖5可以看到有諸多保護(hù)電路確保芯片不會因外界干擾喪失功能，保證芯片正常工作。本應(yīng)用中的柵極保護(hù)，主要是確保電路工作時柵極電壓大于漏極電壓，功率管工作在正確的狀態(tài)；過壓保護(hù)電路實現(xiàn)48V的過壓保護(hù)，在電源電壓高于48V時，過壓保護(hù)電路輸出高電平，經(jīng)過邏輯電路運(yùn)算，關(guān)閉芯片，待電壓低于38V時再次啟動芯片；過溫保護(hù)電路實現(xiàn)150℃的過溫保護(hù)，在芯片溫度達(dá)到150℃時，過溫保護(hù)電路輸出高電平，經(jīng)過邏輯電路運(yùn)算，關(guān)閉芯片，待溫度回落至140℃時再次啟動芯片，避免震蕩；欠壓保護(hù)電路實現(xiàn)3.5V的欠壓保護(hù)，在電源電壓低于3.5V時欠壓保護(hù)電路輸出高電平，經(jīng)過邏輯電路運(yùn)算，關(guān)閉芯片，待電壓高于4.5V時再次啟動芯片；負(fù)載開路檢測電路實現(xiàn)檢測負(fù)載電流3mA，98.5%的檢測精度，當(dāng)負(fù)載電流低于3mA時，負(fù)載開路檢測電路輸出高電平，經(jīng)過邏輯運(yùn)算，關(guān)閉芯片，待故障解除后，芯片自啟動。正常工作時，功率管處于線性導(dǎo)通區(qū)，為了實現(xiàn)此目的，需要將功率管的柵極電壓抬升至高于漏極電壓，這里采用交叉耦合電荷泵對柵極電壓進(jìn)行抬升，本應(yīng)用中采用的電荷泵實現(xiàn)了電壓從12V抬升至14.5V，使功率管工作在線性導(dǎo)通區(qū)。下一小節(jié)給出負(fù)載開路檢測電路的仿真曲線及部分關(guān)鍵電路的仿真曲線。

3.2 仿真結(jié)果

采用Xfab的SOI工藝庫，在Cadence 617環(huán)境下對圖4、圖5中的電路進(jìn)行仿真，電源電壓VCC=12V。

圖5 高邊驅(qū)動電路系統(tǒng)框圖

圖6 為負(fù)載電流IL及輸出信號Openload與負(fù)載電阻RL阻值的關(guān)系曲線。隨著RL的增大（開路模擬），IL不斷減小，功率管上的壓降也在不斷減小，當(dāng)其小于300mV時，OP1的輸出端VO1為低電平，MP通過邏輯電路被關(guān)斷，此時第二重檢測電路進(jìn)行檢測，當(dāng)IL＜IL0=3mA時，OP2的輸出端VO2為低電平，此時Openload輸出高電平，表示負(fù)載開路。

圖6 負(fù)載電流IL及電路輸出Openload與負(fù)載電阻RL的關(guān)系曲線

圖7 OP1輸出VO1及檢測電路輸出Openload與負(fù)載電壓Vout的關(guān)系曲線

圖8 驅(qū)動電路的輸出電壓曲線

圖7為OP1輸出VO1及電路輸出Openload與負(fù)載電壓Vout的關(guān)系曲線。在開路檢測過程中，VO1降至低電平，當(dāng)有信號干擾時，VO1從低電平跳變到高電平會導(dǎo)致Vgate從低電平變?yōu)楦唠娖剑瑸榱朔乐垢蓴_導(dǎo)致功率管反復(fù)開關(guān)，采用了滯回比較器，存在2V電壓的跳變緩沖帶，可以有效避免此類問題發(fā)生。

圖8為驅(qū)動電路的電壓輸出曲線，通過電荷泵將柵極驅(qū)動電壓升壓至14.5V，驅(qū)動功率管工作在線性導(dǎo)通區(qū)，驅(qū)動電壓達(dá)到穩(wěn)定的時間需要50μs。

表1對比了本文設(shè)計電路和其他參考文獻(xiàn)電路性能，比較發(fā)現(xiàn)，本文設(shè)計的電路具有較好的綜合處理性能。

表1 本文設(shè)計與其他負(fù)載開路檢測電路性能對比

4 結(jié)束語

本文設(shè)計優(yōu)化了一款用于高邊驅(qū)動芯片的負(fù)載開路檢測電路，通過采用雙重檢測電路和滯回比較器，避免電壓檢測中功率管導(dǎo)通電阻變化引起的誤差，以及信號干擾或電壓抖動導(dǎo)致的功率管開關(guān)損耗，同時也降低了對比較器精度的要求。本文的負(fù)載開路檢測電路，在電路閾值電流為3mA時，檢測精度高達(dá)98.5%；保證有2V的抗干擾冗余電壓，滿足了本文的設(shè)計要求。