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        一種應用于高邊驅動芯片的負載開路檢測電路設計

        2022-08-15 02:45:18魯懷賢
        電子制作 2022年15期
        關鍵詞:功率管開路低電平

        魯懷賢

        (1.合肥工業(yè)大學 微電子學院,安徽合肥,230009;2.合肥仙湖半導體科技有限公司,安徽合肥,230061)

        0 引言

        高邊功率驅動芯片通過將控制模塊、驅動模塊及其它保護電路模塊與功率器件集成在一起,可以實現更多的功能,在新能源汽車、自動化控制及其它電子產品等領域得到廣泛應用[1-2]。為了保證驅動芯片的正常工作,需要加入各種保護電路,其中,負載開路檢測電路通過對負載狀態(tài)進行實時檢測反饋,在負載發(fā)生開路故障時及時向系統(tǒng)發(fā)出反饋信號。此類電路一般是對負載上的電流進行檢測,第一種方法是在主通路上檢測分壓電阻上的電流,但這會帶來冗余的電壓消耗[3]。另外一種方法是采用一個與主功率管尺寸成比例的檢測管,對檢測管支路流過的電流進行檢測。這種方法雖然不會給主通路帶來冗余的電壓消耗,但在負載電流很小的情況下,鏡像復制的電流精度會降低,導致誤差過大,使檢測電路的可靠性下降。

        本文針對高邊功率驅動芯片,設計優(yōu)化了一種新型負載開路檢測電路。該電路采用雙重判決模式和滯回比較器,解決傳統(tǒng)電流檢測引起的冗余電壓和檢測誤差的問題,以及外部干擾導致功率管反復開關的問題,提高了負載開路檢測的精確度和可靠性。

        1 傳統(tǒng)負載開路檢測電路

        在驅動電路中負載開路檢測電路的作用是對負載狀態(tài)進行實時檢測和反饋。檢測負載狀態(tài)主要有兩種方式:一是測量功率管的壓降大小,若負載處于開路狀態(tài),該壓降會低于設定的閾值。由于功率管正常工作時導通電阻很小,且易隨電流和溫度變化,導致功率管的導通壓降小且波動大,難以檢測;二是對負載電流進行檢測,當負載電流小于設定的閾值電流時,認為負載處于開路狀態(tài)。

        對負載電流進行檢測的傳統(tǒng)負載開路檢測電路如圖1所示。圖中MP為功率管,MS為檢測管,MP的寬長比是MS的N倍。MP源端連接負載RL,MS源端連接電流源IREF,通過對MP和MS源端的電位比較來檢測負載電流。設閾值電流IL0=N·IREF,當負載電流IL小于IL0時,開路故障信號Openload為高。然而,比較器的失調會限制閾值電流IL0的大小,具體分析過程如下:

        圖1 傳統(tǒng)負載開路檢測電路

        圖1 中比較器輸入端分別為Vout和VS,設兩輸入端的差值為Voff,即:

        此外:

        其中RonP為功率管MP的導通電阻,RonS為檢測管MS的導通電阻。

        由上面三式可以得到:

        由于RonSRonP=N,代入式(4)得到:

        取N·IREF= 3VoffRonP,則能檢測到的閾值電流為:

        從式(6)可以看出能檢測到的閾值電流與功率管MP的導通電阻成反比。在實際應用中,負載開路對應的閾值電流通常應小于10mA,因此功率管的導通電阻不能太小,這與在傳統(tǒng)電路中對功率管低導通電阻高效率的要求是相矛盾的;其次,必須降低比較器的失調電壓,這會使電路設計的復雜度大大增加;最后,高邊功率驅動芯片面臨惡劣的工作環(huán)境,傳統(tǒng)電路無法確保芯片的正常工作。綜合來看,傳統(tǒng)的檢測電路無法滿足設計要求,因此本文提出一款新型負載開路檢測電路。

        2 新型負載開路檢測電路

        2.1 滯回比較器

        比較器在電路狀態(tài)檢測時起到至關重要的作用,在保證電路復雜度適宜的情況下,增加比較器的增益,可以提高檢測精度。圖2為一種典型的比較器結構,VN、VP為同相與反相輸入端,通過電阻RN、RP調整輸入端電壓保證比較器正常工作,IN_C作為使能信號,控制比較器電路在主電路上電工作時運行。為提高整個比較器的檢測精度,在比較器輸出端加入兩個反相器,能夠使比較器增益大大增加,從而大大提高檢測精度。

        圖2 典型比較器

        在此基礎上,在比較器的輸出端和同相輸入端之間連接電阻,在正反饋的作用下會出現滯回現象,這種結構稱為滯回比較器。如圖3所示,VP=[R2/(R1+R2)]·(VREF-Vout),根據虛短VN=VP,即可得出兩個閾值電壓:在Vout的上升沿處(0~VCC),VP1=[R2/(R1+R2)]·VREF,在Vout的下降沿處(VCC~0),VP2=[R2/(R1+R2)]·(VREF-VCC)。

        圖3 滯回比較器

        在比較器運行時,如果有噪聲或干擾出現,都會使比較器在兩個不同的輸出狀態(tài)之間產生額外的頻繁跳變,這種情況會造成功率管不必要的開關功耗和信號振蕩。而滯回比較器的Vout在上升和下降時輸入端的數值不同,這樣可以避免誤信號的干擾,提高檢測的有效性,降低功率管的無效開關功耗,因此本設計采用滯回比較器規(guī)避這類問題的發(fā)生。

        2.2 新型開態(tài)負載開路檢測電路的設計

        針對檢測精度不高、檢測電流閾值太大及噪聲影響等問題,本節(jié)提出一種新型負載開路檢測方法。如圖4所示,采用雙重檢測模式對負載是否開路進行檢測。首先是由MP及滯回比較器OP1構成的第一重檢測電路,檢測功率器件MP兩端的電壓降。當OP1輸出為低電平時,通過邏輯運算MP被關閉,輸出可能出現負載開路的信號指令Possible fault,提示電路可能存在故障;而后由MS支路上RS和比較器OP2構成的第二重檢測電路開始運行,對電阻RS上的電流進行檢測,當OP2輸出為低電平時,兩個比較器信號都滿足開路檢測,Openload輸出高電平,表示負載開路,通過邏輯運算進行信號輸出和電路關斷處理。因此當第一重檢測電路輸出低電平時會提示電路可能存在故障,只有當雙重電路都輸出低電平時才會直接關斷電路并輸出故障信號。

        圖4 新型負載開路檢測電路原理圖

        具體分析如下:對于第一重檢測電路,VMP為功率管MP上的電壓降,VMP0是設定的判斷閾值電壓,即VREF=VCCVMP0。VMP>VMP0時,有Vout<VREF,OP1輸出高電平,芯片正常工作;當VMP<VMP0時,有Vout>VREF,OP1輸出低電平,第一重檢測電路判斷負載處于開路狀態(tài),芯片負載可能處于開路,電路輸出提示信號;對于第二重檢測電路,IL為負載RL上流過的電流,IL0為設定的判斷閾值電流(IL0=V1/RS),IL>IL0時,VRs=IL0·RS<V1,OP2輸出為高電平,芯片正常工作;當IL

        可以看出,本文設計的負載開路檢測電路有如下優(yōu)勢:

        (1)功率管的導通電阻不會對負載閾值電流的檢測造成影響;

        (2)檢測電阻RS只在檢測通路中消耗壓降,不會消耗主通路上的電壓降;

        (3)比較器的失調電壓不會限制檢測電流閾值的大??;

        (4)采用雙重判決模式,規(guī)避了負載電流和溫度的波動造成干擾信號的可能性;

        (5)采用滯回比較器,降低了輸入波動,或其他噪聲、干擾對檢測準確度的影響,整體提高了檢測的有效性和系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

        3 新型負載開路檢測電路的應用及仿真

        3.1 新型負載開路檢測電路應用

        本文設計電路的應用系統(tǒng)如圖5所示。對于高邊驅動功率芯片,其工作環(huán)境往往很惡劣,從圖5可以看到有諸多保護電路確保芯片不會因外界干擾喪失功能,保證芯片正常工作。本應用中的柵極保護,主要是確保電路工作時柵極電壓大于漏極電壓,功率管工作在正確的狀態(tài);過壓保護電路實現48V的過壓保護,在電源電壓高于48V時,過壓保護電路輸出高電平,經過邏輯電路運算,關閉芯片,待電壓低于38V時再次啟動芯片;過溫保護電路實現150℃的過溫保護,在芯片溫度達到150℃時,過溫保護電路輸出高電平,經過邏輯電路運算,關閉芯片,待溫度回落至140℃時再次啟動芯片,避免震蕩;欠壓保護電路實現3.5V的欠壓保護,在電源電壓低于3.5V時欠壓保護電路輸出高電平,經過邏輯電路運算,關閉芯片,待電壓高于4.5V時再次啟動芯片;負載開路檢測電路實現檢測負載電流3mA,98.5%的檢測精度,當負載電流低于3mA時,負載開路檢測電路輸出高電平,經過邏輯運算,關閉芯片,待故障解除后,芯片自啟動。正常工作時,功率管處于線性導通區(qū),為了實現此目的,需要將功率管的柵極電壓抬升至高于漏極電壓,這里采用交叉耦合電荷泵對柵極電壓進行抬升,本應用中采用的電荷泵實現了電壓從12V抬升至14.5V,使功率管工作在線性導通區(qū)。下一小節(jié)給出負載開路檢測電路的仿真曲線及部分關鍵電路的仿真曲線。

        3.2 仿真結果

        采用Xfab的SOI工藝庫,在Cadence 617環(huán)境下對圖4、圖5中的電路進行仿真,電源電壓VCC=12V。

        圖5 高邊驅動電路系統(tǒng)框圖

        圖6 為負載電流IL及輸出信號Openload與負載電阻RL阻值的關系曲線。隨著RL的增大(開路模擬),IL不斷減小,功率管上的壓降也在不斷減小,當其小于300mV時,OP1的輸出端VO1為低電平,MP通過邏輯電路被關斷,此時第二重檢測電路進行檢測,當IL<IL0=3mA時,OP2的輸出端VO2為低電平,此時Openload輸出高電平,表示負載開路。

        圖6 負載電流IL及電路輸出Openload與負載電阻RL的關系曲線

        圖7 OP1輸出VO1及檢測電路輸出Openload與負載電壓Vout的關系曲線

        圖8 驅動電路的輸出電壓曲線

        圖7為OP1輸出VO1及電路輸出Openload與負載電壓Vout的關系曲線。在開路檢測過程中,VO1降至低電平,當有信號干擾時,VO1從低電平跳變到高電平會導致Vgate從低電平變?yōu)楦唠娖剑瑸榱朔乐垢蓴_導致功率管反復開關,采用了滯回比較器,存在2V電壓的跳變緩沖帶,可以有效避免此類問題發(fā)生。

        圖8為驅動電路的電壓輸出曲線,通過電荷泵將柵極驅動電壓升壓至14.5V,驅動功率管工作在線性導通區(qū),驅動電壓達到穩(wěn)定的時間需要50μs。

        表1對比了本文設計電路和其他參考文獻電路性能,比較發(fā)現,本文設計的電路具有較好的綜合處理性能。

        表1 本文設計與其他負載開路檢測電路性能對比

        4 結束語

        本文設計優(yōu)化了一款用于高邊驅動芯片的負載開路檢測電路,通過采用雙重檢測電路和滯回比較器,避免電壓檢測中功率管導通電阻變化引起的誤差,以及信號干擾或電壓抖動導致的功率管開關損耗,同時也降低了對比較器精度的要求。本文的負載開路檢測電路,在電路閾值電流為3mA時,檢測精度高達98.5%;保證有2V的抗干擾冗余電壓,滿足了本文的設計要求。

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