趙國樹，楊 忠，田小敏

(金陵科技學院智能科學與控制工程學院，江蘇南京 211169)

隨著全球能源危機和環(huán)境污染的日益嚴重，光伏、風能等分布式發(fā)電因其可再生、清潔等優(yōu)點越來越受到人們的重視。但分布式發(fā)電也存在隨機性、間歇波動等缺點。因此，通過微網(wǎng)將新能源接入電網(wǎng)已成為未來的發(fā)展趨勢[1-2]。微電網(wǎng)系統(tǒng)包括分布式發(fā)電系統(tǒng)、儲能單元、分布式負荷和接口變換器。微電網(wǎng)有直流和交流兩種類型。直流微電網(wǎng)指光伏和儲能單元的輸出均為直流形式，大量負荷也以直流形式獲取電能。與交流微電網(wǎng)相比，直流微電網(wǎng)具有能量轉(zhuǎn)換少、效率高、成本低、控制簡便等優(yōu)點。因此，直流微電網(wǎng)在國內(nèi)外得到了廣泛的研究。

直流微電網(wǎng)可分為單極性微電網(wǎng)和雙極性微電網(wǎng)。與單極直流微電網(wǎng)相比，雙極直流微電網(wǎng)具有以下優(yōu)點:

(1)當其中一個總線發(fā)生故障時，另一個總線可以正常工作；

(2)正常運行時，接地電流接近于零；

(3)在雙極直流微電網(wǎng)中傳輸相同功率時，電流小于單極直流微電網(wǎng)；

(4)雙極直流母線可以提供三個電壓等級，包括兩個對稱的正負壓。

因此，雙極直流微電網(wǎng)系統(tǒng)提供了更高的靈活性、可靠性和效率[3-4]。雙極性微電網(wǎng)中需要采用雙輸出直流變換器作為光伏接口單元。文獻[5]提出了采用平衡控制的雙輸出三電平變換器。在文獻[6]中引入了以Buck/Boost、Cuk、SEPIC 和zeta 為基礎的雙極性電壓變換器，為負載提供雙極性電壓。在文獻[7]中，有學者提出了一種基于SEPIC 和Cuk兩種變換器組合的雙輸出變換器，該變換器具有固有的對稱雙極輸出，不需要平衡控制，但由于變換器的復雜性和組件的數(shù)量多，效率性能不佳。

針對雙極直流微電網(wǎng)的結(jié)構(gòu)和特點，本文提出一種基于有源開關(guān)電感的雙輸出直流變換器。有源開關(guān)電感拓撲結(jié)構(gòu)簡單，兩個電感通過并聯(lián)充電串聯(lián)放電達到較高的電壓增益，同時輸入輸出電容的箝位使得器件的電流和電壓應力也較低。此外，完全對稱結(jié)構(gòu)的變換器，在負載平衡時不需要復雜控制。本文詳細討論了變換器在不同工作模式下的運行分析和特性，最后在實驗室建立了樣機，給出了仿真和實驗驗證結(jié)果。

1 電路拓撲及工作原理

1.1 拓撲結(jié)構(gòu)

所提出的變換器如圖1 所示，電路結(jié)構(gòu)由輸入分壓電容Ci1及Ci2，兩個電感L1及L2和兩個開關(guān)管S1和S2構(gòu)成的有源開關(guān)電感，兩個二極管D1及D2，輸出分壓電容Co1及Co2組成。有源開關(guān)電感中兩開關(guān)管同步工作，達到對兩個電感的并聯(lián)充電和串聯(lián)放電運行，實現(xiàn)了開關(guān)電感的功能，能夠提供較高的升壓能力，滿足光伏接口變換器要求。輸入輸出電容的分壓工作實現(xiàn)了對開關(guān)管和二極管的箝位，保證了開關(guān)管和二極管電壓應力的均衡，同時變換器易于實現(xiàn)雙極性輸出電壓。所提變換器電路和控制方式簡單，可以實現(xiàn)雙路輸出的對稱工作。

圖1 雙輸出變換器

1.2 連續(xù)模式(CCM)下工作模態(tài)

在理想情況分析下，做出以下假設：

(1)假設電路中使用的元件是理想的；

(2)電感、輸入輸出電容上下側(cè)完全相同。

圖2 為所提變換器在CCM 過程中的主要波形，根據(jù)圖3、圖4 所示的等效電路，對CCM 工作模式進行如下分析：

圖2 連續(xù)模式下的主要波形

(1)模態(tài)1 [t0～t1]。圖3 為開關(guān)S1和S2導通時的變換器等效電路。在該模式下，輸入電壓Vin對兩個電感并聯(lián)充電，從而電感的電流線性上升，電感兩端的電壓可表示為：

圖3 工作模態(tài)1

(2)模態(tài)2 [t1～t2]。圖4 所示為S1和S2關(guān)斷時變換器的等效電路。該模式下，兩個電感串聯(lián)放電，將能量傳輸?shù)截撦d。此時，電感兩端的電壓為：

圖4 工作模態(tài)2

1.3 斷續(xù)模式(DCM)下工作模態(tài)

斷續(xù)模式下，變換器工作存在三種模態(tài)。圖5 顯示了DCM 下的主要波形、模態(tài)一、模態(tài)二和CCM 一樣，主要區(qū)別是電感電流斷續(xù)之后，也就是tD后，如圖6 所示，此時，負載由VCo1和VCo2供電。

圖5 斷續(xù)模式下的主要波形

圖6 工作模態(tài)3

2 變換器工作性能分析

2.1 穩(wěn)態(tài)電壓增益

為了簡化分析我們做如下假設：假設電容Ci1、Ci2、Co1、Co2足夠大，輸入、輸出電壓為常量，則

兩種工作模式下都可以根據(jù)電感L1和L2伏秒平衡原理列寫以下方程：

化簡式(3)，可知變換器在連續(xù)模式下的電壓增益為：式中：D為占空比。

從圖7 中可以看出，變換器的電壓增益相比Boost 變換器具有明顯優(yōu)勢，可以在更小的占空比下得到相同輸出，更適合于光伏寬電壓輸入的要求。

圖7 提出的電路與Boost電路增益對比

2.2 功率器件電壓/電流應力

由工作原理分析可知開關(guān)管和二極管的電壓應力與電流應力相同，均為：

開關(guān)管及二極管的電壓應力與占空比關(guān)系如式(5)所示?？梢钥闯雒總€功率器件的電壓應力均低于輸出電壓。圖8 所示為開關(guān)管、二極管電壓應力與輸出電壓的比值在不同占空比下的關(guān)系?？梢钥闯?，隨著占空比的增加，器件應力與輸出電壓的比值也在降低，而傳統(tǒng)Boost 電路的開關(guān)管和二極管應力與輸出電壓一致，相比Boost 電路具有功率器件應力上的優(yōu)勢。因此，相同電路增益下，該電路具有更高的變換效率，同時由于電路結(jié)構(gòu)上的對稱性，其EMI 更小，有利于電路工作穩(wěn)定性的提升。

圖8 開關(guān)管、二極管電壓應力與輸出電壓的比值在不同占空比下的關(guān)系

2.3 輸入電流紋波與輸出電壓紋波

圖9 為部分電流波形。根據(jù)圖9 所示的電流波形可以求得電感L1、L2的電流、輸入電容Ci1的電流表達式為：

圖9 主要電流波形

則輸入電流表達式為：

可以進一步計算出輸入電流紋波的表達式為：

根據(jù)圖10 所示可以計算出輸出電壓紋波的表達式為：

圖10 主要電壓波形

3 仿真與實驗驗證

3.1 仿真驗證

為了驗證理論的正確性，用PSIM 軟件對變換器進行了仿真驗證，參數(shù)為:輸入電壓Ui=40 V，電感值L1=L2=200 μH，電容Co1=Co2=1 000 μF，Ci1=Ci2=470 μF，開關(guān)管頻率為fs=50 kHz，占空比D=0.75。

圖11 所示為開關(guān)管驅(qū)動和漏源電壓波形。從仿真波形可以看出，兩開關(guān)管電壓波形一致，實現(xiàn)了電壓均衡，電壓應力為160 V，與理論分析一致，器件應力遠小于輸出電壓，有利于選用低應力開關(guān)器件。

圖11 驅(qū)動與開關(guān)管電壓波形

圖12 所示為開關(guān)管驅(qū)動與二極管電壓波形，開關(guān)管關(guān)斷時二極管處于導通狀態(tài)，二極管電壓應力與開關(guān)管一致。

圖12 驅(qū)動與二極管電壓波形

圖13 為變換器輸入和雙路輸出電壓波形，兩路輸出電壓為幅值相等的正負電壓，且輸出電壓值與理論分析一致。

圖13 輸入與輸出電壓波形

3.2 實驗驗證

為了驗證理論與仿真的正確及合理性，在實驗室設計了一臺雙輸出變換器原理樣機，實驗參數(shù)設置與仿真一致。

圖14 為開關(guān)管驅(qū)動和漏源極電壓波形，開關(guān)管可以實現(xiàn)均壓，耐壓為160 V，與理論分析一致，相比Boost 電路可大幅減小開關(guān)管耐壓。圖15 為實驗波形，輸入電壓為40 V 時，得到的輸出電壓Uo1約為+140 V，Uo2約為-140 V，實驗波形與理論分析及仿真完全一致，證明所提變換器可以滿足雙輸出的要求，且正負兩路輸出電壓極性相反，幅值相同，可以滿足光伏接口變換器接入雙極性電網(wǎng)的要求。

圖14 開關(guān)管驅(qū)動和漏源電壓波形

圖15 輸入輸出電壓波形

4 結(jié)論

為實現(xiàn)雙極直流微電網(wǎng)的雙極性電壓輸出，本文提出了一種新型有源開關(guān)電感雙輸出變換器。實驗驗證與理論分析均表明該變換器具有以下特點：

(1)相比Boost 電路，該拓撲具有更高的電壓增益和更低的器件電壓應力，相比Boost 電路具有更高效率；

(2)簡單的拓撲結(jié)構(gòu)，結(jié)構(gòu)對稱；

(3)可以提供對稱的雙極輸出電壓，且無需復雜的控制。

所提出的基于有源開關(guān)電感的雙輸出變換器為雙極性直流微網(wǎng)光伏接口變換器提供了一種新的思路。