趙振棟，周 穎，陳光鋒

(蘭州空間技術(shù)物理研究所，蘭州 730000)

0 引言

在空間環(huán)境中，航天器與高能電子和空間等離子體的相互作用而發(fā)生靜電電荷積累及泄放，航天器外表面會(huì)積累電荷，出現(xiàn)表面充放電效應(yīng)。航天器的充放電是導(dǎo)致航天器異常和故障失效的常見(jiàn)的原因之一[1-6]，據(jù)統(tǒng)計(jì)，在1973年12月—1989年4月美國(guó)衛(wèi)星異常數(shù)據(jù)庫(kù)里GEO軌道發(fā)生的2802次異常事件中，充電引起的靜電放電觸發(fā)異常964次，達(dá)到了34.4%，因此對(duì)航天器的充電水平進(jìn)行探測(cè)顯得非常地必要，可為表面充放電研究和工程防護(hù)設(shè)計(jì)提供重要依據(jù)[7]。

根據(jù)文獻(xiàn)報(bào)導(dǎo)，國(guó)內(nèi)外已發(fā)射的航天器表面電位探測(cè)器有電容分壓式和振動(dòng)電容式兩種類(lèi)型[8]。電容分壓式表面電位探測(cè)載荷應(yīng)用較多，比如：2003年ISRO衛(wèi)星中心發(fā)射的GSAT-2衛(wèi)星應(yīng)用了電容分壓式表面充電監(jiān)測(cè)儀載荷[9]，1995年由Bogorad等[10]研制的航天器綜合環(huán)境監(jiān)測(cè)系統(tǒng)中包含了電容分壓式表面充電探測(cè)器；國(guó)內(nèi)中科院空間科學(xué)與應(yīng)用研究中心研制的表面電位探測(cè)器在神舟系列飛船、某LEO和GEO軌道衛(wèi)星上都有應(yīng)用[11-15]。

1 電容分壓式表面電位探測(cè)原理

電容分壓方案可用來(lái)測(cè)量衛(wèi)星表面電位，此方案由表面介質(zhì)材料和標(biāo)準(zhǔn)電容組成。通常，介質(zhì)材料選用teflon、kapton薄膜、OSR玻璃片，或在金屬導(dǎo)電板上噴鍍Chemglaze Z306材料。表面介質(zhì)材料模擬實(shí)際暴露于衛(wèi)星表面的包覆材料，這樣才能真實(shí)地表征衛(wèi)星表面充放電效應(yīng)。充電介質(zhì)材料表面在空間中受到電子、離子、二次發(fā)射電子/離子、背散射電子等在隨機(jī)方向的撞擊引起了粒子束電流，材料表面由于電荷不斷累積形成了相對(duì)于衛(wèi)星地的電勢(shì)體，基本原理示圖如圖1所示。

圖1 表面充電示意圖Fig.1 Schematic diagram of surface charging

論文中設(shè)計(jì)的表面電位探測(cè)器由傳感器和測(cè)量電路兩部分組成，如圖2所示[16]。串聯(lián)的兩個(gè)電容中間電壓與表面電位成比例關(guān)系，比例系數(shù)約為電容比。分壓電位作為傳感器信號(hào)反映了介質(zhì)材料樣品膜表面相對(duì)于結(jié)構(gòu)地的電位。

圖2 表面電位探測(cè)器系統(tǒng)框圖Fig.2 System block diagram of surface potential detector

2 測(cè)量漂移情況及原因

實(shí)際測(cè)試發(fā)現(xiàn)，電容分壓式表面電位探測(cè)器在長(zhǎng)期工作時(shí)，會(huì)出現(xiàn)輸出漂移的現(xiàn)象，而且漂移量過(guò)大以致于無(wú)法表征空間航天器表面電位。本節(jié)通過(guò)電容分壓的測(cè)量原理詳細(xì)分析產(chǎn)生這種漂移的原因。

2.1 電容分壓網(wǎng)絡(luò)模型

電容分壓式表面電位測(cè)量方法，一般需要高阻輸入，否則感應(yīng)電荷很快通過(guò)輸入電阻泄放到地，導(dǎo)致輸出電壓不能正確表征Vs。

等效的微分電容分壓網(wǎng)絡(luò)模型如圖3所示，圖中Cs表示介質(zhì)材料樣品膜外表面和內(nèi)表面耦合形成等效電容；C1表示低壓臂電容；Vs表示被測(cè)表面電位，Vout1為分壓網(wǎng)絡(luò)測(cè)量輸出電壓。

圖3 微分電容分壓網(wǎng)絡(luò)基本模型Fig.3 Basic model of differential capacitance voltage dividing network

根據(jù)流過(guò)Cs的電流等于C1與電阻Ri電流之和，則有

(1)

對(duì)式(1)積分運(yùn)算，得到

(2)

再經(jīng)過(guò)拉普拉斯變換和反變換，得到輸出電壓Vout1與被測(cè)電位Vs之間的時(shí)域關(guān)系為

(3)

從式(4)時(shí)域角度，輸出電壓Vout1和被測(cè)電位Vs存在指數(shù)關(guān)系，趨于穩(wěn)定的時(shí)間常數(shù)τ=Ri(C1+Cs)。短時(shí)間內(nèi)，指數(shù)項(xiàng)對(duì)輸出的影響很小，則輸出電壓和電位Vs存在線性比例關(guān)系：

(4)

式(3)僅用來(lái)作為輸出電壓的趨勢(shì)變化分析，因?yàn)楫?dāng)輸入的Vs(t) 始終為正電位時(shí)，指數(shù)函數(shù)大于零，輸出Vout1(t) 必然為正，最終衰減趨于零。但實(shí)際上以數(shù)據(jù)模擬和真實(shí)電路測(cè)試來(lái)看，輸出會(huì)在負(fù)電壓值趨于穩(wěn)定。所以在數(shù)據(jù)模擬仿真和實(shí)際產(chǎn)品測(cè)試應(yīng)用時(shí)依然采用式(2)。

2.2 輸入偏置電流及漏電流的影響

前置運(yùn)放的輸入偏置電流是影響輸出漂移的關(guān)鍵因素，由于分壓網(wǎng)絡(luò)直接輸入到運(yùn)放同相端時(shí)，運(yùn)放輸入端沒(méi)有直接到地的輸入偏置，并且Vs為負(fù)電位，電路工作時(shí)輸入偏置電流會(huì)向分壓電容方向回流。這必然會(huì)在分壓電容處電壓不斷累積，導(dǎo)致輸出漂移。另外，漏電流也是影響靜電電位測(cè)量的重要因素，漏電流形成的原因非常復(fù)雜，主要包括：傳感器到結(jié)構(gòu)地的漏電流，分壓電容的漏電流，輸入線路到地的漏電流，運(yùn)放輸入端的靜電壓相對(duì)電源和地的漏電流，繼電器觸電與線包之間的漏電流，等等。漏電流會(huì)持續(xù)地將感應(yīng)電荷向地泄漏，導(dǎo)致輸出漂移。

綜上，輸入偏置電流和各種漏電流的模型如圖4所示。圖4中，Ik1：傳感器到地漏電流；Ic1：分壓電容C1漏電流；Ik2：繼電器漏電流；Ik3：輸入線路的漏電流；Ik4：運(yùn)放輸入端到電源的漏電流；Ib：輸入偏置電流；Ri：運(yùn)放輸入電阻；Ck4：運(yùn)放輸入端到電源的寄生電容(相對(duì)C1非常小)。

將多種電荷泄漏通道阻抗綜合等效為Rk，并將漏電流和輸入偏置電流綜合可等效為Ib，等效模型如圖5所示。

按照?qǐng)D4、圖5所示，考慮輸入偏置電流和漏電流的等效模型，推導(dǎo)出探測(cè)器輸出與輸入電壓關(guān)系為：

圖4 輸入偏置電流和漏電流模型示圖Fig.4 Model diagram of input bias current and leakage current

圖5 探測(cè)器測(cè)量電路等效模型Fig.5 Equivalent model of detector measuring circuit

(5)

式中，第一項(xiàng)是理想的分壓比，也是最終期望得到的關(guān)系式。所以可對(duì)第二項(xiàng)關(guān)系式進(jìn)行補(bǔ)償。因?yàn)楸痉桨笇儆陟o電感應(yīng)測(cè)量，感應(yīng)電荷隨著衰減而流失，輸出電壓不可逆，所以從電路方面無(wú)法時(shí)間補(bǔ)償，只能通過(guò)標(biāo)定的方式將補(bǔ)償項(xiàng)標(biāo)定出來(lái)，進(jìn)行數(shù)據(jù)補(bǔ)償。

2.3 溫度對(duì)輸出漂移的影響分析

溫度可能會(huì)影響傳感器耦合電容和漏電流的變化，進(jìn)而引起漂移。如果使用聚酰亞胺作為充電介質(zhì)材料，根據(jù)熱膨脹特性，一般聚酰亞胺材料的熱膨脹系數(shù)為2×10-5℃～3×10-5℃，即60℃的工作溫度變化量引起的熱膨脹應(yīng)變?yōu)?20×10-5～180×10-5，應(yīng)變量微小，相對(duì)傳感器材料尺寸可忽略，所以分析溫度對(duì)傳感器電容引起的變化也可忽略不計(jì)。

漏電流也會(huì)隨溫度升高而增大，變化規(guī)律可通過(guò)實(shí)驗(yàn)定標(biāo)方式獲取，在-20℃～40℃溫度范圍內(nèi)在等分度溫度點(diǎn)處進(jìn)行補(bǔ)償線性系數(shù)的標(biāo)定，將標(biāo)定曲線以溫度為自變量進(jìn)行擬合，用于最終在數(shù)據(jù)分析時(shí)補(bǔ)償處理。

2.4 數(shù)值模擬仿真

對(duì)式(5)進(jìn)行數(shù)值模擬仿真，模擬輸入電壓Vs為周期性鋸齒波，0～500V，上升時(shí)間30s，下降時(shí)間970s，平靜時(shí)間2500s，總周期3500s；Cs=50pF，C1=5nF，電容比100∶1；取Ib=100fA。綜合考慮分壓網(wǎng)絡(luò)和輸入偏置電流及其漏電流對(duì)輸出電壓的影響，輸出仿真結(jié)果如圖6所示。

圖6 輸出漂移數(shù)值模擬Fig.6 Data simulation of output drift

結(jié)果表明：輸入輸出按線性趨勢(shì)變化；與分壓網(wǎng)絡(luò)指數(shù)變化相比，Ib帶來(lái)的漂移比指數(shù)變化漂移更大，所以輸出漂移為負(fù)向線性漂移。另外，Ib隨溫度而變化，表示為Ib(T)，溫度越高，Ib越大，導(dǎo)致測(cè)量輸出漂移速率越快。輸入偏置電流和漏電流是電容分壓方式測(cè)量電位電路固有存在的，不可完全消除，只能盡可能降低。

從圖6(b)仿真結(jié)果看，Vout積分項(xiàng)趨于穩(wěn)定的時(shí)間約為10000s，從趨于穩(wěn)定時(shí)刻到仿真時(shí)間50000s時(shí)刻趨于穩(wěn)定的電壓衰減Vout1≈0.5V。而在穩(wěn)定時(shí)間50000s時(shí)刻，等效漏電流項(xiàng)引起的電壓衰減量Vout2≈1.1V，漂移率0.079V/h。對(duì)比得到，Vout積分項(xiàng)帶給輸出的漂移量小于漏電流帶來(lái)的影響。按照計(jì)算的漂移率，漂到-10V時(shí)，需要大約126h。

如果Ib更大，假設(shè)為1pA，仿真結(jié)果如圖6(c)所示。穩(wěn)定后同等時(shí)間下，輸出電壓積分項(xiàng)帶來(lái)的衰減Vout1≈0.5V不變，而等效漏電流項(xiàng)引起的電壓衰減量Vout2≈6V，對(duì)比可得等效漏電流項(xiàng)引起的電壓衰減量遠(yuǎn)大于輸出電壓積分項(xiàng)帶來(lái)衰減。所以當(dāng)在時(shí)間R(C1+C2)后，Vout為線性輸出，于是等價(jià)的線性表達(dá)式為：

(6)

(7)

3 優(yōu)化方法與結(jié)果

3.1 增加偏置回路和增大輸入阻抗

為了解決電路工作時(shí)輸入偏置電流會(huì)向分壓電容方向回流，需要有到地的偏置線路，可以去除輸入偏置電流在分壓電容上連續(xù)積分。有兩種電路設(shè)計(jì)方法：一是采用MOSFET作為前置運(yùn)放的輸入級(jí)，二是高阻輸入接地。

方法1：正反饋?zhàn)耘e電路增大輸入阻抗。在測(cè)量前置運(yùn)放輸入端偏置到地的高阻值電阻，而一般可選用的大電阻為GΩ量級(jí)，較難滿足要求。論文中采用改進(jìn)的正反饋跟隨器作為前置放大電路，如圖7(a)所示。假設(shè)輸入端電阻分別為R，則改進(jìn)的跟隨電路輸入電阻，高出幾個(gè)數(shù)量級(jí)。通過(guò)設(shè)計(jì)這種跟隨電路，不僅可以讓分壓電容輸入端具有偏置到地的通路，而且具有很高的輸入電阻。

方法2：MOSFET作為輸入級(jí)元件。分壓線路處需要高阻特性，并且充電電位為負(fù)值，場(chǎng)效應(yīng)管的柵-源之間電阻很高，所以綜合選用耗盡型場(chǎng)效應(yīng)管BSS159N作為前置運(yùn)放的輸入級(jí)，電路形式如圖7(b)所示，BSS159N的夾斷電壓最小可到-3.2V，為了保證MOSFET工作在線性放大區(qū)，經(jīng)靜態(tài)工作點(diǎn)計(jì)算R2必須位于0～38.5Ω。

圖7 兩種改進(jìn)電路Fig.7 Two improved circuits

3.2 增大指數(shù)項(xiàng)時(shí)間常數(shù)

根據(jù)上述分壓網(wǎng)絡(luò)模型的分析，輸出電壓隨指數(shù)變化，但最終隨時(shí)間逐漸趨于穩(wěn)定，穩(wěn)定時(shí)間常數(shù)。增大時(shí)間常數(shù)可降低漂移速率，設(shè)計(jì)中采用高輸入阻抗的前放跟隨電路，增大傳感器等效電容來(lái)實(shí)現(xiàn)。

3.3 數(shù)據(jù)校正

電路長(zhǎng)期工作時(shí)，Ib帶來(lái)的線性漂移遠(yuǎn)大于電壓的指數(shù)變化漂移。通過(guò)標(biāo)定的方式對(duì)式(7)進(jìn)行補(bǔ)償。設(shè)置模擬信號(hào)源鋸齒波周期為10s，0～0.2V電壓，電容比是1∶1，測(cè)試24h。單周期輸出0～0.1V，符合分壓比關(guān)系。將擬合得到的線性關(guān)系式作為后期遙測(cè)數(shù)據(jù)的補(bǔ)償項(xiàng)，通過(guò)數(shù)據(jù)補(bǔ)償可得到圖8結(jié)果，Vout1為補(bǔ)償后輸出電壓，Vs為反算后的被測(cè)表面電位。通過(guò)數(shù)據(jù)補(bǔ)償，反算得到Vs約10V，結(jié)果能比較穩(wěn)定地表征真實(shí)表面電位。

圖8 補(bǔ)償后數(shù)據(jù)擬合Fig.8 Data fitting after compensation

3.4 電荷清零

電路在長(zhǎng)時(shí)間工作時(shí)，漂移會(huì)越來(lái)越大，會(huì)造成輸出電壓滿偏，所以測(cè)量電路判斷輸出電壓高于設(shè)定的滿偏閾值時(shí)，通過(guò)軟件發(fā)送指令將分壓電容處的靜電荷清零，并將清零時(shí)刻前的輸出電壓作為新的初始電壓，存入寄存器中，用于后期數(shù)據(jù)處理。

此外，電容分壓的表面電位監(jiān)測(cè)探頭是靜電荷測(cè)量，傳感器電容和分壓電容上會(huì)受到運(yùn)放測(cè)量電路供電和外界環(huán)境因素的干擾，這會(huì)引起表面電位探測(cè)器測(cè)量輸出的初值電壓會(huì)出現(xiàn)零偏。所以在加電測(cè)量前的初始狀態(tài)，通過(guò)電荷清零的方法進(jìn)行零點(diǎn)校準(zhǔn)。

3.5 印制電路板設(shè)計(jì)

主要包括電磁干擾屏蔽、印制板良好絕緣等方面進(jìn)行設(shè)計(jì)。避免印制板介質(zhì)引入的漏電流，將分壓電容和運(yùn)放輸入端等信號(hào)輸入路徑包圍隔離的等勢(shì)區(qū)，并且將綠油阻焊層開(kāi)窗，裸露印制板基材。

4 產(chǎn)品測(cè)試

通過(guò)高壓電源模擬kapton膜表面充電電位，用來(lái)輔助電路調(diào)試，以下分別施加不同的模擬源進(jìn)行測(cè)試。

測(cè)試1：信號(hào)源鋸齒波周期T=2000s，電壓范圍0～10V；電路系數(shù)比β=100，測(cè)試時(shí)間40.786h。2000s的上升時(shí)間基本能模擬介質(zhì)材料充電上升時(shí)間，地測(cè)設(shè)備采集的輸出電壓結(jié)果如圖9(a)所示，趨于穩(wěn)定的時(shí)間約為16200s。

測(cè)試2：施加恒定電壓Vs=100V；電路系數(shù)比β=100，測(cè)試時(shí)間53.528h，地測(cè)設(shè)備采集的輸出電壓結(jié)果如圖9(b)所示，趨于穩(wěn)定的時(shí)間約為19440s。

圖9 產(chǎn)品測(cè)試結(jié)果Fig.9 Product test results

5 結(jié)論

通過(guò)對(duì)航天器用電容分壓式表面電位探測(cè)器長(zhǎng)期工作時(shí)的漂移現(xiàn)象進(jìn)行理論分析，提出了多種優(yōu)化方法，并通過(guò)測(cè)試驗(yàn)證分析得出結(jié)論：

1)兩種優(yōu)化電路都能實(shí)現(xiàn)輸入偏置到地，但存在優(yōu)劣。采用場(chǎng)效應(yīng)管BSS159N的電路輸出電壓漂移速率較正反饋?zhàn)耘e電路更快，說(shuō)明BSS159N的柵源極之間的絕緣電阻并不如理想的極高阻，相比正反饋跟隨器輸入電阻要低。耗盡型MOSFET作為輸入級(jí)的運(yùn)放由于漏極電流大，產(chǎn)品功耗較大。

2)雖然優(yōu)化電路可以減緩漂移的速率，但是不能改變漂移的總體趨勢(shì)，所以電容分壓式表面電位探測(cè)器如果長(zhǎng)期在軌工作時(shí)漂移較大，難以滿足航天器長(zhǎng)壽命表面充電探測(cè)的載荷，僅可用于航天器瞬時(shí)或短時(shí)間內(nèi)表面電位的測(cè)量。

3)如果想實(shí)現(xiàn)航天器的長(zhǎng)壽命表面充電探測(cè)，可通過(guò)在軌或地面進(jìn)行時(shí)漂補(bǔ)償處理后得到的數(shù)據(jù)才能作為航天器表面電位的真實(shí)有效數(shù)據(jù)。