熊 波，李湉雨

（海軍航空大學(xué)，山東 煙臺(tái) 264001）

當(dāng)電磁波照射到天線(xiàn)上時(shí)，天線(xiàn)的雷達(dá)散射截面（Radar Cross Section，RCS）由2部分構(gòu)成：天線(xiàn)結(jié)構(gòu)項(xiàng)散射和天線(xiàn)模式項(xiàng)散射。結(jié)構(gòu)項(xiàng)散射是指在匹配狀態(tài)下，天線(xiàn)接收到的電磁波功率只有一半進(jìn)入到接收機(jī)，其余均被散射掉；如果天線(xiàn)阻抗不匹配，進(jìn)入接收機(jī)的功率會(huì)有一部分被反射回來(lái)，這就是天線(xiàn)的模式項(xiàng)散射。天線(xiàn)模式項(xiàng)散射一般與天線(xiàn)的增益、極化狀態(tài)和饋源匹配狀況有關(guān)。在天線(xiàn)的主瓣方向上，天線(xiàn)RCS 主要由模式項(xiàng)散射產(chǎn)生；在天線(xiàn)的副瓣方向上，天線(xiàn)RCS主要由結(jié)構(gòu)項(xiàng)散射產(chǎn)生。深入研究和精確分析天線(xiàn)的電磁散射特性對(duì)于控制和縮減天線(xiàn)RCS具有重要意義。

大部分文獻(xiàn)采用天線(xiàn)方向圖和天線(xiàn)反射系數(shù)的結(jié)合對(duì)模式項(xiàng)散射進(jìn)行近似計(jì)算。近似算法認(rèn)為天線(xiàn)的二次散射和負(fù)載消耗的功率之和是不變的，因此，二次散射的大小可以根據(jù)天線(xiàn)反射系數(shù)進(jìn)行計(jì)算。事實(shí)上，由于在不同的阻抗匹配條件下，天線(xiàn)上消耗的功率不同，因此，二次散射功率和負(fù)載消耗的功率之和也是變化的，近似算法會(huì)產(chǎn)生一定的誤差。

本文提出采用CST-MATLAB 聯(lián)合仿真的方法對(duì)天線(xiàn)的模式項(xiàng)進(jìn)行求解。首先，通過(guò)CST電磁場(chǎng)仿真軟件計(jì)算得到天線(xiàn)在阻抗匹配和阻抗失配條件下的電場(chǎng)強(qiáng)度和RCS；再通過(guò)后處理將數(shù)據(jù)導(dǎo)入到MATLAB，計(jì)算得到天線(xiàn)的模式項(xiàng)散射。

1 天線(xiàn)模式項(xiàng)散射

天線(xiàn)在電磁波的照射下，其散射場(chǎng)由2 部分組成：

式（3）中：為單位立體角內(nèi)反射的電磁波功率；S為入射的平面波功率密度。

通過(guò)電磁場(chǎng)仿真軟件可以很容易求出天線(xiàn)的電場(chǎng)和RCS，根據(jù)定義即可求出模式項(xiàng)RCS。假設(shè)球坐標(biāo)系下，天線(xiàn)散射的電場(chǎng)分解為a、a方向，在阻抗匹配狀態(tài)下測(cè)得某個(gè)位置的電場(chǎng)為ea+Eea。對(duì)于a方向極化的電磁波，其RCS 為；對(duì)于a方向極化的電磁波，其RCS 為。同樣，天線(xiàn)在阻抗不匹配狀態(tài)下測(cè)得該位置的電場(chǎng)為ea+Eea。

模式項(xiàng)RCS的極化分量可求解如下：

總的模式項(xiàng)RCS為：

2 計(jì)算機(jī)仿真

設(shè)計(jì)1～6 GHz 頻率范圍的寬帶Vivaldi天線(xiàn)模型，如圖1所示。

圖1 Vivaldi天線(xiàn)模型Fig.1 Model of the Vivaldi antenna

天線(xiàn)反射系數(shù)，如圖2所示。

圖2 天線(xiàn)反射系數(shù)Fig.2 Antenna reflection coefficient

從天線(xiàn)參數(shù)可以看出，該天線(xiàn)在1～6 GHz 范圍內(nèi)阻抗匹配良好。在3 GHz 頻點(diǎn)，=-25 dB，匹配情況非常好，因此，選擇3 GHz 進(jìn)行分析。

天線(xiàn)方向圖，如圖3所示。

圖3 天線(xiàn)方向圖Fig.3 Direction diagram of the antenna

在阻抗匹配狀態(tài)下，采用極化匹配的平面波進(jìn)行照射，仿真得到天線(xiàn)結(jié)構(gòu)項(xiàng)散射，如圖4所示。

從圖4可看出，天線(xiàn)RCS最大約為0.25 m。天線(xiàn)散射主要為前向散射，后向散射非常小，這也是Vivaldi天線(xiàn)可以作為隱身天線(xiàn)的原因。

圖4 3 GHz 的天線(xiàn)結(jié)構(gòu)項(xiàng)RCSFig.4 Structural RCS of the antenna at 3 GHz frequency

天線(xiàn)在1 m 距離上的電場(chǎng)分布，如圖5所示。

圖5 天線(xiàn)電場(chǎng)分布Fig.5 Electric field distribution of the antenna

天線(xiàn)在開(kāi)路狀態(tài)下仿真得到天線(xiàn)RCS，如圖6 所示。

圖6 開(kāi)路狀態(tài)下天線(xiàn)RCSFig.6 RCS of the antenna in the open circuit

可以看出，在開(kāi)路狀態(tài)下，天線(xiàn)具有非常大的后向散射，這正是由天線(xiàn)的二次輻射造成的。

天線(xiàn)在1 m 距離上的電場(chǎng)分布，如圖7所示。

圖7 開(kāi)路狀態(tài)下天線(xiàn)電場(chǎng)分布Fig.7 Electrical field distribution of the antenna in the open circuit

將仿真數(shù)據(jù)通過(guò)后處理導(dǎo)入MATLAB進(jìn)行處理，得到開(kāi)路狀態(tài)下天線(xiàn)模式項(xiàng)RCS，如圖8所示。

圖8 天線(xiàn)端口開(kāi)路狀態(tài)下的模式項(xiàng)RCSFig.8 Mode RCS of the antenna in the open circuit

從圖8 可以看出，天線(xiàn)模式項(xiàng)散射主要以后向散射為主，最大為0.085 m。對(duì)比圖3、圖8可以發(fā)現(xiàn)，天線(xiàn)模式項(xiàng)散射與天線(xiàn)方向圖非常吻合。

在天線(xiàn)阻抗不完全匹配的情況下，端口為-6 dB，模式項(xiàng)RCS，如圖9所示。

圖9 天線(xiàn)端口不完全匹配狀態(tài)下的天線(xiàn)模式項(xiàng)RCSFig.9 Mode RCS of the antenna in mismatch state

對(duì)比圖8、圖9 可以看出，天線(xiàn)模式項(xiàng)散射的分布非常相似，但是數(shù)值不同。不完全匹配狀態(tài)下的模式項(xiàng)RCS 最大值為0.025 m，開(kāi)路狀態(tài)下的模式項(xiàng)RCS最大值為0.085 m，可計(jì)算得到反射系數(shù)-5.3 dB，與端口的參數(shù)-6 dB 比較，略有差異。其根本原因是由于在不同的阻抗條件下，天線(xiàn)的二次輻射并不相同，若按照近似算法進(jìn)行計(jì)算，就會(huì)產(chǎn)生一定的誤差。

3 結(jié)論

本文通過(guò)CST-MATLAB 聯(lián)合仿真的方法求解出Vivaldi 天線(xiàn)在開(kāi)路狀態(tài)和不完全匹配狀態(tài)下的模式項(xiàng)RCS，結(jié)果與天線(xiàn)方向圖非常吻合，符合天線(xiàn)模式項(xiàng)散射的物理意義，證明本文的方法是正確的。通過(guò)對(duì)不完全匹配狀態(tài)下的模式項(xiàng)RCS 與開(kāi)路狀態(tài)下的模式項(xiàng)RCS的比較，指出了近似算法存在誤差的原因是由于在不同的阻抗條件下，天線(xiàn)的二次輻射并不相同，而采用本文的方法能得到精確的計(jì)算結(jié)果，因此，該方法可以在天線(xiàn)散射特性分析、天線(xiàn)隱身設(shè)計(jì)等領(lǐng)域廣泛應(yīng)用。