劉澤偉，邵偉明

（廈門理工學(xué)院現(xiàn)代工程訓(xùn)練中心，福建廈門，361024）

0 引言

微型逆變器是指一種獨(dú)立光伏組件并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的功率變換單元，通常的功率等級為100-300W。反激式變換器常因其結(jié)構(gòu)簡單、自帶高頻隔離、并且開關(guān)管驅(qū)動容易，因此常應(yīng)用于微型逆變器。其中在較低功率的兩級式微型逆變器中常使用傳統(tǒng)的反激式變換器，但是由于其變壓器鐵芯磁狀態(tài)在最大直流成分下，需要鐵心開較大的氣隙，因此其又有難以達(dá)到較大功率的缺點(diǎn)，通常應(yīng)用在不超過100瓦的場合，并且由于其輸出電流斷續(xù)使輸出紋波較大，會對后級逆變帶來較大的諧波[1]。

因此，本文提出將交錯反激式變換器應(yīng)用在兩級式微型逆變器中前級的光伏控制器中，使其具有輸出功率較傳統(tǒng)反激式變換器的微型逆變器相比翻倍、輸出電流脈動小、容易做MPPT控制等優(yōu)點(diǎn)[2]。同時使用不對稱模糊控制進(jìn)行最大功率跟蹤，可以快速、穩(wěn)定地實(shí)現(xiàn)最大功率點(diǎn)跟蹤。本文將詳細(xì)分析該變換器使用在兩級式微型逆變器中的工作狀態(tài)，討論其具體是如何增大輸出功率、減小電流輸出紋波、減小直流母線輸出電壓紋波以及進(jìn)行最大功率跟蹤，最后通過實(shí)驗(yàn)加以驗(yàn)證。

1 原理與設(shè)計(jì)

1.1 電路設(shè)計(jì)及原理分析

1.1.1 主電路設(shè)計(jì)

圖1為兩級式微型逆變器的交錯反激變換器電路原理圖，該電路初級由兩個開關(guān)管S1、S2一個輸入去耦電容Cin和兩個反激變壓器T1，T2組成。它的次級由兩個整流二極管D1，D2和一個濾波及功率解耦電容Cbus，這里的濾波電容同時又作為兩級式微型逆變器的直流母線功率去耦電容，以保證直流母線上電壓的穩(wěn)定，其中S1和S2交錯導(dǎo)通，構(gòu)成交錯并聯(lián)反激電路，將太陽能電池板輸出的20V-45V的電壓變換為380V-420V，提供給后級逆變器產(chǎn)生220V的并網(wǎng)電壓。

圖1 兩級式微型逆變器的交錯反激變換器電路原理圖

1.1.2 工作狀態(tài)分析

系統(tǒng)要求交錯反激變換器工作于電流連續(xù)模式，由于并聯(lián)交錯系統(tǒng)的設(shè)計(jì)要求均流，因此需要讓兩個開關(guān)管處于相同占空比的開關(guān)狀態(tài)，且兩個反激變換器的工作相位相差半個周期180°，針對開關(guān)管控制信號占空比小于50%和大于50%工作波形有所不同：在控制信號占空比小于50%時，Iin為斷續(xù)且Iout為連續(xù)；在控制信號占空比大于50%時，Iin為連續(xù)且Iout為斷續(xù)，如圖2所示[3]。

圖2 占空比為25%和75%時交錯并聯(lián)反激電路電流連續(xù)模式的工作波形

因此，本文針對開關(guān)管控制信號占空比小于50%和大于50%工作波形分別以25%和75%為例，結(jié)合圖1進(jìn)行工作狀態(tài)的詳細(xì)分析。

當(dāng)占空比為25%時，如圖2所示，S1為反激變換器1的控制信號，S2為反激變換器2的控制信號，兩個控制信號交錯出現(xiàn)，相差半個周期180°。

在t2-t3時刻，對于反激電路1，它的工作狀態(tài)與t1-t2時刻反激電路2的工作狀態(tài)一樣。對于反激電路2，它的工作狀態(tài)與t0-t1時刻反激電路1的工作狀態(tài)一樣。

在t3-t4時刻，對于反激電路1，它的工作狀態(tài)與t1-t2時刻反激電路2的工作狀態(tài)一樣。對于反激電路2，它的工作狀態(tài)與t0-t1時刻反激電路1的工作狀態(tài)一樣。

由于兩個反激電路采用了并聯(lián)方式連接，并且交錯動作，該電路具有并聯(lián)電源的特性，因此對于交錯反激變換器的輸入電流Iin(太陽能電池板的輸出電流)和輸出電流Iout具有線性疊加性。對于輸入電流Iin是Ip1和Ip2的疊加，從圖2我們可以看出輸入電流Iin與單個反激電路相比頻率提高了，因此經(jīng)過濾波電路后能夠減小紋波。對于輸出電流Iout是Is1和Is2的疊加，從圖2我們可以看出輸出電流Iout與單個反激電路相比，電流從斷續(xù)變?yōu)檫B續(xù)，并且電流的脈動頻率加倍，經(jīng)過濾波電路后能夠減小紋波。

當(dāng)占空比為75%時，如圖2，其在t0-t5時刻的各個階段的工作狀態(tài)與占空比為25%時類似，其中輸入電流Iin從斷續(xù)變?yōu)檫B續(xù)，輸出電流Iout從連續(xù)變?yōu)閿嗬m(xù)，同樣經(jīng)過濾波電路后紋波幅值會明顯減小且頻率增加[4]。

1.2 非對稱模糊控制策略

1.2.1 電路參數(shù)特性分析

反激變換器是隔離型Buck-Boost電路，因此可以通過Buck-Boost電路分析交錯并聯(lián)反激電流[4]。由于交錯并聯(lián)反激電源系統(tǒng)具有并聯(lián)電源的所有優(yōu)點(diǎn)和特性，因此可以得到輸出電壓為并聯(lián)電源電壓較大的那個，本文設(shè)計(jì)兩個并聯(lián)的反激開關(guān)占空比一樣，因此輸出電壓與單反激變換器的輸出電壓是相同，為

式中：N為變壓器變比，Uin為變換器輸入電壓，D為開關(guān)占空比

其中，Uo與D的變化規(guī)律為D越大，Uo越大，單調(diào)遞增規(guī)律明顯，容易通過控制占空比增加和減小調(diào)整輸出電壓。

輸入等效阻抗為單獨(dú)電源的一半，為

式中：N為變壓器變比，R為變換器輸出負(fù)載，D為開關(guān)占空比

其中，Re與D的變化規(guī)律為D越大，Re越小，單調(diào)遞減規(guī)律明顯，容易通過控制占空比增加和較小調(diào)整等效輸入阻抗，因此該交錯并聯(lián)反激變換器對于太陽能電池板的等效阻抗為公式2，在做最大功率跟蹤時可以通過單調(diào)增減占空比改變電路的等效阻抗尋找最大功率點(diǎn)[5]。

1.2.2 控制策略

本文考慮到太陽能電池板特性曲線的非對稱性，使用非對稱模糊控制算法進(jìn)行最大功率跟蹤[6]。

非對稱模糊控制主要是實(shí)現(xiàn)最大功率工作點(diǎn)時刻的控制信號占空比確定，而最大功率點(diǎn)的表征主要是在PV曲線中，最大功率點(diǎn)出的dP/dU=0，因此取dP/dU為目標(biāo)函數(shù)， 占空比改變量dD為控制變量。實(shí)時檢測太陽能電池板的輸出電壓和功率，當(dāng)前的采樣值和上次的采樣值分別用n和n-1表示，因此模糊控制器的輸入變量ec(n)和它的變化量?ec(n)表達(dá)式為：

若檢測到dD>0時，dP/dU>0，則保持dD>0。若dD>0時，dP/dU<0，則令dD<0。

定義模糊子集為：NB=負(fù)大，NS=負(fù)小，ZE=零，PS=正小，PB=正大。

根據(jù)光伏陣列輸出特性曲線特點(diǎn)，設(shè)定非對稱模糊的控制則表，也具有非對稱性，如表1所示。

表1 非對稱模糊的控制則表

2 實(shí)驗(yàn)

基于上述設(shè)計(jì)方案和控制控制策略，針對PS-PV210WATT型號的太陽能電池板，搭建一個輸入直流電壓為20-40V，輸出直流電壓為380-420V，輸出最大功率為210W的基于交錯反激并聯(lián)電路的兩級式微型逆變器前級matlab/simulink仿真系統(tǒng)，該系統(tǒng)主要是將太陽能電池板的電壓進(jìn)行升壓，同時做最大功率跟蹤。

2.1 仿真電路及參數(shù)設(shè)計(jì)

實(shí)驗(yàn)使用的PS-PV210WATT型號的太陽能電池板四參數(shù)為開路電壓36.61V，短路電流7.84A，最大功率工作點(diǎn)電壓29.73V，最大功率工作點(diǎn)電流7.14A，令其工作在標(biāo)準(zhǔn)工作條件下，最大輸出功率為212.27W。

太陽能電池板在通過交錯并聯(lián)反激電路進(jìn)行電壓變換后，經(jīng)過直流母線濾波及功率解耦電容Cbus后能夠得到380-420V的輸出電壓，此時用Buck變換器作為一個電子負(fù)載，用于模擬兩級式微型逆變器后級的并網(wǎng)逆變器，并結(jié)合PID控制對直流母線進(jìn)行功率解耦，通過PID控制改變電子負(fù)載的等效阻抗，使直流母線電壓穩(wěn)定在400V左右。

2.2 仿真結(jié)果

設(shè)定不對稱模糊控制輸出控制信號的頻率為50kHz，仿真時間為0.02秒。

圖3為在太陽能電池板光照條件改變的條件下，使用不對稱模糊控制跟蹤太陽能電池板最大功率點(diǎn)的效果，在光照變化的條件下，能夠在0.0005s內(nèi)跟蹤到最大功率點(diǎn)。

圖3 最大功率跟蹤效果

圖4為交錯反激變換器輸出電壓，即為兩級式微型逆變中直流母線上功率解耦電容Cbus的電壓，由于太陽能電池板最大功率點(diǎn)的工作電壓會受光照條件影響，在通過交錯并聯(lián)反激電路電壓變換后輸出電壓出現(xiàn)波動，此時PID控制結(jié)合等效電子負(fù)載模擬后級逆變器，對直流母線進(jìn)行功率解耦，同時能夠盡快穩(wěn)定直流母線的電壓。

圖4 直流母線功率解耦效果

分析交錯并聯(lián)反激變化器內(nèi)部的電流變化，控制信號頻率為50kHz，此時的占空比略小于50%，取其中的5個周期，即0.0001s的時間進(jìn)行分析，如圖8為太陽能電池板輸入到交錯反激變換器的電流波形Iin，在5個周期內(nèi)出現(xiàn)10個電流脈沖，頻率翻倍通過使用交錯并聯(lián)反激技術(shù)，可減小充電電流紋波、減小電容兩端電壓幅值變化、減小電容的溫升，這樣能夠延長輸入去耦電容C的壽命[8]。

3 結(jié)論

本文通過對交錯并聯(lián)反激電路的原理進(jìn)行分析，提出將該種電路應(yīng)用于兩級式微型逆變器中，并使用不對稱模糊控制進(jìn)行最大功率跟蹤，最后通過matlab/simulink進(jìn)行仿真驗(yàn)。通過分析仿真結(jié)果，可以得到該變換能夠使用在兩級式微型逆變器中，它與單反激變換器相比能夠使系統(tǒng)的功率翻倍。并且由于交錯并聯(lián)技術(shù)的使用，能夠使輸出電流進(jìn)行線性疊加，輸入輸出電流脈沖的頻率加倍或者電流紋波脈沖的頻率加倍，減小輸出端電壓紋波，延長微型逆變器中功率解耦電容的壽命，改善兩級式微型逆變器中解耦電容容易損壞的缺點(diǎn)。本文提出的方法對提高兩級式微型逆變器的功率，壽命，經(jīng)過仿真和實(shí)驗(yàn)證明了具有一定的實(shí)用性和工程應(yīng)用價值。