羅鑫濤王素娥緱楊科郝鵬飛

(陜西科技大學(xué)電氣與控制工程學(xué)院，陜西 西安 710021)

隨著電動汽車市場規(guī)模不斷擴大，直流充電樁作為電動汽車的充電設(shè)備，其需求量也在逐年增長。目前，充電樁一般為兩級式結(jié)構(gòu)，由前級整流器與后級DC ｜｜DC 變換器級聯(lián)而成[1]。前級整流器作為提供穩(wěn)定直流電壓的部分，是充電樁穩(wěn)定運行的關(guān)鍵一環(huán)，因此研究充電樁前級整流器具有重要的工程價值和實際意義[2]。國內(nèi)外專家學(xué)者在整流器拓撲結(jié)構(gòu)上進行了大量研究，由于充電樁對于前級整流器的要求，傳統(tǒng)的整流器拓撲結(jié)構(gòu)已經(jīng)不再適用。

三相三電平VIENNA 整流器可以實現(xiàn)輸入單位功率因數(shù)[3]，且開關(guān)器件數(shù)目少，開關(guān)管承受電壓應(yīng)力是直流側(cè)母線電壓一半，不需要考慮上下橋臂直通和開關(guān)管死區(qū)設(shè)置，因其高效率、高功率密度得到廣泛關(guān)注[4]。

目前在VIENNA 整流器的各種控制策略中，最常用的控制方案是基于d－q同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的電壓電流雙閉環(huán)控制[5]，這種控制策略只有在負載擾動引起電壓出現(xiàn)偏差后才開始抗擾過程，使得輸出直流電壓在負載突變時具有較大波動，從而導(dǎo)致直流側(cè)電壓動態(tài)調(diào)節(jié)性能較差[6]，系統(tǒng)的動態(tài)特性受影響。因此，當(dāng)負載突然大量接入或者切除時，對于直流母線電壓的穩(wěn)定，無疑是巨大的挑戰(zhàn)。

為了解決上述問題，就需要對傳統(tǒng)雙閉環(huán)控制進行改進?；？刂破鞅挥糜陔妷和猸h(huán)來提高直流側(cè)電壓的響應(yīng)速度[7]，而文獻[8]引入滑模變結(jié)構(gòu)控制來提升抗擾動能力，文獻[9]用基于跟蹤微分器的自抗擾控制作為對擾動的補償。通過設(shè)計不同形式的控制器，代替原來的控制器，利用這一思路減小擾動對系統(tǒng)的影響。另一種思路是在原有控制結(jié)構(gòu)基礎(chǔ)上，將擾動進行前饋控制，消除擾動，擾動觀測器(Disturbance Observer，DOB)得以被提出。

負載電流前饋控制是一種常用的提高系統(tǒng)動態(tài)響應(yīng)的方法，已廣泛應(yīng)用于電力電子系統(tǒng)中，如單相PFC、三相PWM 整流器、兩級單相逆變器和DC－DC變換器。在文獻[10]中，不使用傳感器的負載電流前饋控制被應(yīng)用于以間接電流控制的單相PFC。文獻[11]推導(dǎo)了三相PWM 整流器的負載電流前饋項，設(shè)計了一個簡單的觀測器來估計負載電流。

擾動觀測器是日本學(xué)者Ohishi[12]提出的一種干擾抑制策略。其主要思想是利用控制器的輸出、對象模型和對象輸出來估計系統(tǒng)受到的擾動并在控制中加以補償[13]。擾動觀測器已經(jīng)在某些領(lǐng)域得到一定的應(yīng)用。Shimmyo S 等學(xué)者[14]將DOB 應(yīng)用于多電平逆變器，文獻[15]在直流變換器的電流控制器中加入DOB，提高了系統(tǒng)的魯棒性。在交流伺服系統(tǒng)中用DOB 實現(xiàn)對負載轉(zhuǎn)矩的補償[12]?；贒OB 優(yōu)秀的抗擾性能，將擾動觀測器引入VIENNA整流器來解決雙閉環(huán)控制策略存在的響應(yīng)速度慢、電壓波動大的問題。

為提高VIENNNA 整流器的動態(tài)性能，本文采用一種基于擾動觀測器的負載前饋控制策略。首先，通過控制框圖分析了擾動觀測器的工作原理。其次，由于該方法的關(guān)鍵在于低通濾波器的設(shè)計，因此對低通濾波器進行設(shè)計，并分析選擇濾波器時間常數(shù)。最后，對所提控制策略進行仿真與實驗驗證。

1 傳統(tǒng)電壓電流雙閉環(huán)控制

1.1 VIENNA 整流器拓撲結(jié)構(gòu)及數(shù)學(xué)模型

三相VIENNA 整流器的拓撲[1]如圖1 所示。其中，ea、eb、ec為網(wǎng)側(cè)相電壓，L為輸入側(cè)電感，R為等效電阻，D1～D6為不可控二極管，C1、C2為直流側(cè)串聯(lián)等值電容，RL為直流側(cè)負載電阻，Sa、Sb、Sc為雙向開關(guān)，每個雙向開關(guān)由兩個串聯(lián)的IGBT 功率器件組成。

圖1 三相VIENNA 整流器拓撲

假設(shè)交流側(cè)三相電壓對稱，電感電流連續(xù)，由圖1 建立VIENNA 整流器在三相靜止坐標(biāo)系中的數(shù)學(xué)模型，由于三相靜止坐標(biāo)系下的變量為交流量，不便于系統(tǒng)控制，為了方便控制，通過坐標(biāo)變換轉(zhuǎn)換到d－q坐標(biāo)系，使變量變?yōu)橹绷髁?，此時可得在d－q旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為

式中:Uc1、Uc2分別是直流側(cè)電容C1、C2上的電壓，ed、eq，id、iq分別是交流電壓、網(wǎng)側(cè)電流的d軸和q軸分量，Sdp、Sdn、Sqp、Sqn分別是d－q坐標(biāo)系下的開關(guān)函數(shù)變量。

1.2 VIENNA 整流器控制策略

三相VIENNA 整流器的控制框圖如圖2 所示。當(dāng)發(fā)生負載突變時，由于傳統(tǒng)的雙閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)響應(yīng)速度慢，并且直流電壓波動較大，為了改善系統(tǒng)的動態(tài)性能，引入擾動觀測器，通過電壓外環(huán)的輸出前饋增強直流電壓外環(huán)的負載擾動特性。

圖2 VIENNA 整流器控制框圖

2 基于擾動觀測器的負載前饋控制

2.1 擾動觀測器的原理

擾動觀測器的結(jié)構(gòu)圖[12]如圖3 所示。其中，U(s)為擾動觀測器的輸入，Q(s)為低通濾波器，(s)為系統(tǒng)擾動估計，X(s)為含擾動估計的輸入，D(s)為外部擾動，P(s)為系統(tǒng)真實模型，Δ(s)為系統(tǒng)內(nèi)部擾動，代表標(biāo)稱模型，N(s)為測量噪聲，Y(s)代表系統(tǒng)輸出。

根據(jù)圖3，輸出Y(s)的表達式[12]為

圖3 擾動觀測器的結(jié)構(gòu)圖

對于式(2)，當(dāng)Q(s)＝1 時，系統(tǒng)輸出Y(s)關(guān)于各輸入量的傳遞函數(shù)為

式(3)說明，當(dāng)Q(s)＝1 時，外部擾動得到完全抑制，且被控對象與理想模型一致，但是系統(tǒng)對測量噪聲沒有任何抑制作用，由于的引入使擾動觀測器失去了作用。

當(dāng)Q(s)＝0 時，系統(tǒng)輸出Y(s)關(guān)于各輸入量的傳遞函數(shù)為

式(4)說明，當(dāng)Q(s)＝0 時，測量噪聲得到完全抑制，此時系統(tǒng)的輸入輸出特性與不加擾動觀測器時一致，但對外部擾動沒有任何抑制作用。

由以上分析可知，Q(s)是擾動觀測器設(shè)計的關(guān)鍵。因此，通過設(shè)計Q(s)可以實現(xiàn)對外部擾動和測量噪聲的有效抑制。

控制律表達式

系統(tǒng)的輸出表達式

由式(7)可以發(fā)現(xiàn)，分母中含有Q(s)、和Δ(s)，意味著濾波器、標(biāo)稱模型和系統(tǒng)內(nèi)部擾動影響系統(tǒng)的穩(wěn)定性。所以，根據(jù)小增益定理，系統(tǒng)的穩(wěn)定條件為

即系統(tǒng)穩(wěn)定需要保證系統(tǒng)內(nèi)部擾動Δ(s)穩(wěn)定且標(biāo)稱模型穩(wěn)定。同時，穩(wěn)定性條件中含有濾波器Q(s)，所以在設(shè)計濾波器的時候，要考慮到系統(tǒng)內(nèi)部擾動對濾波器設(shè)計的約束，兼顧系統(tǒng)的穩(wěn)定性和抗擾性。

2.2 低通濾波器的設(shè)計

對于式(9)所示的被控對象，Q(s)可以設(shè)計為式(10)所示的形式。

式中:τ是濾波器的時間常數(shù)。實現(xiàn)對外部擾動和測量噪聲的有效抑制，濾波器時間常數(shù)選擇至關(guān)重要。時間常數(shù)τ的大小決定著所能抑制擾動的頻率。時間常數(shù)取值較小時，對外部擾動的抑制作用強，抑制擾動的頻率范圍大，但是對測量噪聲比較敏感。

為了濾波器能對外部擾動起到良好的抑制作用，又不受到噪聲的影響，兼顧濾波效果和系統(tǒng)穩(wěn)定性，時間常數(shù)τ要保證濾波器的截止頻率大于外部擾動的頻率，同時要小于高頻噪聲和保證系統(tǒng)穩(wěn)定的頻率，即滿足條件[16]

式中:ωb是濾波器的截止頻率，ωd是外部擾動的頻率，ωz是噪聲的頻率，ωs是保證控制系統(tǒng)穩(wěn)定的頻率。

2.3 基于擾動觀測器的負載電流前饋控制

基于圖2 所示的控制系統(tǒng)和圖3 所示的DOB結(jié)構(gòu)，將負載電流視為系統(tǒng)擾動，設(shè)計基于DOB 的負載前饋控制，如圖4 所示。其中，K0(s)為控制器，Gci(s)為電流內(nèi)環(huán)理想模型，C為濾波電容理想模型。為擾動電流，為DOB 觀測所得擾動電流估計量。被控對象的理想模型為

圖4 基于DOB 的負載前饋控制框圖

由于被控對象為二階系統(tǒng)，根據(jù)2.2 節(jié)分析，選用低通濾波器形式為

對于圖4 所示控制系統(tǒng)，不加DOB 時，結(jié)合式(3)，可得輸出電壓U為

此時整流器的輸出電壓不僅取決于給定值U?，還受到負載電流～I的影響，且隨著負載變化而波動。

加入DOB 后，輸出電壓為

根據(jù)以上分析可知，上述基于DOB 的負載前饋控制可以有效消除負載引起的外部擾動，并且抑制測量噪聲。

2.4 濾波器時間常數(shù)設(shè)計

濾波器時間常數(shù)τ取不同值時，擾動到輸出閉環(huán)傳遞函數(shù)的伯德圖，如圖5 所示?？梢钥闯黾尤霐_動觀測器后，低頻段的幅頻增益在減小，而且濾波器時間常數(shù)τ越小，幅頻增益越小，說明對低頻擾動的抑制越強。

圖5 擾動到輸出傳遞函數(shù)G′z(s)的伯德圖

由于擾動觀測器的加入，肯定會引入一定的測量噪聲。τ取不同值時，傳遞函數(shù)Gn(s)的伯德圖如圖6 所示?？梢钥闯?，隨著τ取值的減小，濾波器對噪聲變得敏感。為了兼顧對外部擾動和測量噪聲的抑制能力，根據(jù)上述分析，選擇濾波器時間常數(shù)τ＝0.2 ms。

圖6 測量噪聲到輸出傳遞函數(shù)Gn(s)的伯德圖

測量噪聲下的動態(tài)響應(yīng)如圖7 所示。設(shè)置參考給定為1，測量噪聲n(t)＝0.2sin(20πt)，在0.2 s 時加入－0.2 V 的外部擾動。沒有擾動觀測器且不加測量噪聲的動態(tài)響應(yīng)為實線，加入測量噪聲但沒有擾動觀測器的動態(tài)響應(yīng)為點線，加入擾動觀測器且濾波器時間常數(shù)為0.2 ms 時的動態(tài)響應(yīng)為虛線。從圖中可以看出，加入測量噪聲后，系統(tǒng)輸出波形發(fā)生了明顯畸變，說明測量噪聲會對系統(tǒng)輸出產(chǎn)生較大影響。此時，加入擾動觀測器，并對濾波器參數(shù)進行調(diào)試選取，盡量減小測量噪聲帶來的干擾。從仿真結(jié)果可以看出，在有測量噪聲的情況下，加入擾動觀測器后，動態(tài)響應(yīng)中測量噪聲的幅值減小，從而抑制了噪聲干擾的影響。同時，在測量噪聲的影響下，外部擾動的影響變大，加入擾動觀測器后，對外部擾動也起到了抑制作用。

圖7 測量噪聲下的動態(tài)響應(yīng)

3 仿真驗證

為驗證本文所提控制策略的可行性和有效性，使用MATLAB/Simulink 仿真工具搭建主電路及控制部分的仿真模型，對所提基于擾動觀測器的VIENNA整流器前饋控制進行仿真驗證。系統(tǒng)參數(shù)如表1 所示，仿真過程如下:整流器首先正常工作進入穩(wěn)定狀態(tài)，1 s 時負載突增，1.5 s 時負載突減。

表1 系統(tǒng)參數(shù)設(shè)置

本文所提控制策略系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)運行仿真波形如圖8所示。由圖8 可以看出，直流輸出電壓能夠穩(wěn)定在給定電壓800 V，輸入側(cè)交流電壓和交流電流同相位，即可實現(xiàn)單位功率因數(shù)運行，驗證所提控制策略的可行性。

圖8 本文控制策略穩(wěn)態(tài)運行仿真波形

兩種控制策略負載切換時的直流輸出電壓波形如圖9 所示。對比兩種控制策略的負載切換效果，本文所提控制策略明顯更好。采用傳統(tǒng)雙閉環(huán)控制策略，在1 s 時，將負載由200 Ω 變?yōu)?00 Ω，直流側(cè)電壓下降至780 V 左右，幅值有20 V 左右的波動，0.5 s 后電壓恢復(fù)到給定參考值800 V，在1.5 s 時，將負載由100 Ω 變?yōu)?00 Ω，直流側(cè)電壓躍升至820 V左右，可以看出輸出電壓受負載變化的影響較大。采用本文所提基于擾動觀測器的前饋控制策略后，在同樣負載切換過程中，經(jīng)過0.02 s 電壓即可恢復(fù)到給定參考值800 V，直流輸出電壓波動在3 V以內(nèi)。

圖9 兩種控制策略下負載切換時的直流輸出電壓波形

采用本文所提前饋控制策略后，負載切換時直流輸出電壓的波動幅度由20 V 左右降至3 V 以內(nèi)，直流輸出電壓恢復(fù)到給定值的時間由0.5 s 縮短至0.02 s。說明本文所提控制策略可以顯著抑制負載切換過程中電壓的幅值波動，縮短電壓波動的恢復(fù)時間，系統(tǒng)的動態(tài)性能更好。

兩種不同控制策略下由半載切到滿載后的電流穩(wěn)態(tài)控制效果如圖10 和圖11 所示。采用傳統(tǒng)控制策略時，負載切換后的電流穩(wěn)態(tài)THD 為1.55%。采用本文所提控制策略時，負載切換后的電流穩(wěn)態(tài)THD 為1.42%。比較兩種不同控制策略下負載切換后的電流穩(wěn)態(tài)THD，本文所提控制策略的電流穩(wěn)態(tài)THD 更優(yōu)。

圖10 傳統(tǒng)控制策略負載切換后的電流穩(wěn)態(tài)控制效果

圖11 本文控制策略負載切換后的電流穩(wěn)態(tài)控制效果

4 實驗驗證

基于三相VIENNA 整流器的仿真模型，搭建了一臺基于TMS320F28335 的VIENNA 整流器實驗樣機，根據(jù)以上的理論分析和仿真結(jié)果，進行實驗驗證。

采用傳統(tǒng)雙閉環(huán)控制策略，將負載由100 Ω 切換為200 Ω 再恢復(fù)到100 Ω 時系統(tǒng)輸入電流和直流側(cè)電壓波形如圖12 所示。由波形可知直流側(cè)電壓經(jīng)過0.12 s 恢復(fù)到給定值，波動為80 V，幅值波動較大，動態(tài)調(diào)節(jié)時間較長。引入DOB 后負載在相同切換狀態(tài)下輸入電流和輸出側(cè)電壓波形如圖13 所示。可知DOB 的引入，使直流側(cè)電壓動態(tài)調(diào)節(jié)時間縮短至0.07 s，最大波動減小到50 V 以內(nèi)，縮短了系統(tǒng)動態(tài)調(diào)節(jié)時間，提高了負載切換時的動態(tài)性能，增強了系統(tǒng)抗擾性。

圖12 傳統(tǒng)控制策略負載切換系統(tǒng)性能波形

圖13 本文控制策略負載切換系統(tǒng)性能波形

兩種不同控制策略下的電流穩(wěn)態(tài)控制效果如圖14和圖15 所示。采用傳統(tǒng)控制策略時的電流穩(wěn)態(tài)THD 為3.0%。采用本文所提控制策略時電流穩(wěn)態(tài)THD 為2.4%。表明本文所提控制策略電流穩(wěn)態(tài)THD 更優(yōu)。

圖14 傳統(tǒng)控制策略電流穩(wěn)態(tài)控制效果

圖15 本文控制策略電流穩(wěn)態(tài)控制效果

5 結(jié)論

針對VIENNA 整流器傳統(tǒng)雙閉環(huán)控制策略存在負載切換時動態(tài)響應(yīng)慢的問題，本文采用一種基于擾動觀測器的控制策略。詳細分析了擾動觀測器的原理，設(shè)計了相應(yīng)的低通濾波器，搭建基于MATLAB/Simulink 的仿真模型，對該控制策略進行仿真，最后在基于TMS320F28335 的VIENNA 整流器樣機進行實驗驗證，仿真和實驗驗證了所提出方案的可行性和正確性。仿真分析與實驗結(jié)果表明，本文提出的負載電流前饋控制策略能夠顯著提高VIENNA 整流器在負載切換時的動態(tài)響應(yīng)性能，有效抑制負載切換帶來的電壓波動，使得輸出電壓快速恢復(fù)，提高系統(tǒng)的抗負載擾動能力。